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三相 AC/DC 转换器为两个并联交错式 DC-DC 转换器供电,用于快速充电应用,提高电能质量
三相 AC/DC 转换器为两个并联交错式 DC-DC 转换器供电,用于快速充电应用,提高电能质量

rheesabh.dwivedi@gmail.com

sschauhan@manit.ac.in

bhimsinghiitd63@gmail.com

ambrish.chandra@etsmtl.ca

miloud.rezkallah@itmi.ca

抽象


在本文中,提出了一种新型电网交互式、非车载、三相 EV 充电器及其控制策略,具有实现所需功率因数的潜力。在建议的配置中,双级(AC-DC 和 DC-DC)集成充电器由共享同一 DC-link 的三相 AC/DC 转换器和两相并联交错式 DC-DC 转换器组成。输入电源和 dc-link 之间的 AC-DC 转换器接口。并联交错式 DC-DC 转换器连接在 DC-link 和 EV 电池之间。


整个系统专为 EV 电池的宽范围直流输出电压 2 0 0 4 0 0 V 2 0 0 4 0 0 V 200-400V\mathbf{2 0 0}-\mathbf{4 0 0} \mathrm{V} 和 400 V rms 相间 50 Hz 输入电源而设计 3 ϕ , 10 kW 3 ϕ , 10 kW 3-phi,10kW3-\phi, 10 \mathrm{~kW} 。该转换器能够提供增强的低输入和输出电流纹波、低输入总电流谐波 (THD)、直流母线电压的稳健调节、所需的功率因数和较小的纹波输出电压。MATLAB/SIMULINK 结果预测了 EV 充电器的结果,该结果验证了理论分析。建议的充电器符合 IEC 61000-3-2 标准,从而改善了系统的近 UPF,这也提高了系统的可靠性和效率。根据结果,该系统似乎是一种可行的电动汽车快速充电解决方案,因为它在源头上以 0.9997 PF 和 2 . 5 4 % 2 . 5 4 % 2.54%\mathbf{2 . 5 4 \%} THD 达到 9 7 . 8 % 9 7 . 8 % 97.8%\mathbf{9 7 . 8} \% 效率。

  I. 导入


鉴于对排放、燃料效率、全球变暖挑战和能源资源的严格规定,电动汽车为交通部门开发可持续和有效的替代方案做出了重大贡献 [1-2]。在 [3] 中,提供了基于当前环境和电动汽车 (EV) 推进预期技术进步的评估。与传统汽油动力汽车相比,电动汽车 (EV) 具有许多优势。研究人员必须深入关注交通的电气化,才能有效地将其纳入其中。为了将它们纳入当前的分配系统,需要建立特定的有效控制机制 [4-6]。电动汽车充电器解释了许多与电池组充电相关的电能质量问题相关的策略 [7-8]。

根据情况,可以使用车载或非车载充电器为电池充电。车载和非车载充电器都有优点和缺点 [9]。使用最广泛的选项是有源转换器 (VIENNA,

SWISS 和中性点钳位转换器)以及单级或两级转换器 [10-13],因为 EV 电池的充电过程需要将来自电网的交流电压转换为直流电压。

对此,本文提出了一种新颖的双级三相快速电动汽车充电器设计。第一级使用 AC-DC 转换器,作为电网和 DC-Link 之间的接口,第二级使用 DC-DC 转换器,作为 DC-Link 和电池之间的接口,由两相并联交错式 DC-DC 转换器构成。具有一个开关频率的交错式 DC-DC 转换器由单个控制器控制。随着电动汽车的上市,电网面临着许多机遇和挑战,例如如何解决与电动汽车电池充电器的电能质量相关的问题 [14-15]。几个谐波通过中间的电容式 DClink 引入交流网络,从而产生电能质量 (PQ) 问题。此外,电力电子设备的高开关频率会导致更大的开关损耗、EMI 和电压应力 [16]。根据IEC 61000-3-2,不希望出现影响其他设备功能的电能质量问题[17]。此外,本文建议使用快速 EV 充电器来解决低功率因数引起的电能质量问题。拟议的三相两级充电器的主要优点之一是其无纹波充电电流和所需的功率因数。
本文对传统电动汽车电池充电器的主要贡献是:能够获得正弦电网电流的架构,可以减少电网电流误差,在相同的开关频率下可以减少无源滤波器,可以提高系统冗余,减少谐波失真。图 1 描述了快速电池充电器的建议双级拓扑。

本文分为六个部分,包括第一部分作为引言。第 II 节显示了由两相并联交错式 DC/DC 转换器充电器供电的三相多电平 AC/DC 转换器的系统拓扑。第 III 节介绍了本研究中使用的操作模式和控制策略。第四节介绍了所提出的 EV 充电器的设计计算和获得的参数。在第五节中使用 MATLAB Simulink 对 400 V 线路值和 50 Hz 频率的输入电源电压、760 V 直流母线电压和直流的输入电源电压进行了设计的可行性研究
输出电压的设计可行性。第六节通过概述关键结果来总结工作。

II. 拟议的快速电动汽车电池充电器的系统架构


图 1 描述了双向三相 DC-AC 转换器的结构,该转换器为两相并联交错式 DC-DC 转换器快速充电器供电,能够实现所需的功率因数。可以看出,该转换器由两级组成:三相 AC-DC 级和交错式 DC-DC 级。三相 AC/DC 转换器通常通过空间矢量脉宽调制 (SVPWM) 进行控制,这需要坐标变换。它由 6 个有源开关 ( S 1 p , S 1 n , S 2 p , S 2 n , S 3 p S 1 p , S 1 n , S 2 p , S 2 n , S 3 p (S_(1p),S_(1n),S_(2p),S_(2n),S_(3p):}\left(S_{1 p}, S_{1 \mathrm{n}}, S_{2 \mathrm{p}}, S_{2 \mathrm{n}}, S_{3 \mathrm{p}}\right. S 3 n ) S 3 n {:S_(3n))\left.S_{3 \mathrm{n}}\right)耦合到两个连接到 DC 链路的分离电容器 ( C 1 C 1 C_(1)C_{1} C 2 C 2 C_(2)C_{2} ) 组成。每个相位臂有三个升压电感器 ( L r , L y L r , L y L_(r),L_(y)L_{r}, L_{y} L b L b L_(b)L_{b} ),用作输入滤波器电感器。几乎所有电容器的中点都有中性电位。需要高输入直流电压和低占空比的 EV 充电器应用非常适合为并联 IBC 供电的直流母线电压。

推荐的 DC-DC 级是具有零谐振电流开关的交错式降压 DC-DC 转换器,适用于低电压和高电流应用。该转换器由标准降压转换器通过连接二阶 LC 滤波器制成。两对开关 ( S W 7 / D 13 S W 7 / D 13 (S_(W7)//D_(13):}\left(S_{W 7} / D_{13}\right. S W 8 / D 14 ) S W 8 / D 14 {:S_(W8)//D_(14))\left.S_{W 8} / D_{14}\right) 和用于副变频器 I 和 ( S W 9 / D 15 S W 9 / D 15 (S_(W9)//D_(15):}\left(S_{W 9} / D_{15}\right. S W 10 / D 16 ) S W 10 / D 16 {:S_(W 10)//D_(16))\left.S_{W 10} / D_{16}\right) 开关以及用于副变频器 II 的开关并联连接。由于适当的控制方案,该转换器使用单个控制器和单个开关频率工作,产生的频率是原始频率的两倍。交错式 DC-DC 转换器的所有谐波滤波器电感都是相同的。开关 ( S W 7 S W 7 S_(W7)S_{W 7} S W 8 S W 8 S_(W8)S_{W 8} ) 和 ( S W 9 S W 9 S_(W9)S_{W 9} S W 10 S W 10 S_(W 10)S_{W 10} ) 载波信号包括 180 180 180^(@)180^{\circ} 相移,以消除谐波和直流纹波。每个开关的占空比低于 0.5。
为了实现符合国际 PQ 标准 IEC-61000-32 的电网电流的 UPF 和 THD,推荐的 EV 充电器吸收与输入电压同相的正弦线路电流。每个转换器都有一个独立于其他转换器的独特控制回路。
图 1.三相多电平 AC/DC 转换器与两相并联交错式 DC-DC 转换器的原理图

三、工作原理

在本文中,一种用于电动汽车充电器的新型电压定向控制 (VOC) 前端脉宽调制 (PWM) 三相升压型电压源整流器。控制机制对线路侧转换器的工作有重大影响。建议的系统包括一个直流链路电容器,一个由 VOC 算法控制的三相整流器。对于闭环操作,电压和电流控制器用于从 DC link 电容器产生反馈电压。

建议的 VOC 控制算法的主要组件是解耦器控制器。建议的控制电路使用了三个 PI 控制器。电流元件的内部 i d i d i_(d)i_{d} 回路由第一个 PI 电流控制器控制。通过减少 i d , r e f i d , r e f i_(d,ref)i_{d, r e f} 之间的 i d i d i_(d)i_{d} 误差,该控制器用于估计参考电压信号 v d , r e f v d , r e f v_(d,ref)v_{d, r e f} 。第二个 PI 电流控制器的内环,用于计算电压参考电压信号


v q , r e f v q , r e f v_(q,ref)v_{q, r e f} ,以将当前组件降低 i q i q i_(q)i_{q} 到零。电压控制器,即第三个 PI 控制器,控制直流母线电压的输出回路。通过将测得 v d c v d c v_(dc)v_{d c}参考电压与预定的参考电压 v d , r e f v d , r e f v_(d,ref)v_{d, r e f} 进行比较,该控制器用于估计参考电流信号 i d , r e f i d , r e f i_(d,ref)i_{d, r e f} 。三相电流输入必须由电压导向控制器分别转换为有功 i d i d i_(d)i_{d} 和无功 i q i q i_(q)i_{q} 分量。

通过调节解耦的有源和无功元件,有源和无功元件的计算值与所需参考值之间的差异尽可能接近于零。虽然无功电流分量 i q i q i_(q)i_{q} 被调节为 0 以在输入侧提供单位功率因数,但有功电流分量 ID 是使用直流母线电压控制技术进行管理的,以便在系统中建立有功潮流平衡。两个电流控制器和一个电压控制器的特性方程以 Eqs 表示。(1)-(3) 的

i d r e f = K p 1 ( v d c r e f v d c ) + K i 2 ( v d c r e f v d c ) d t i d r e f = K p 1 v d c r e f v d c + K i 2 v d c r e f v d c d t i_(d_(ref))=K_(p1)(v_(dc_(ref))-v_(dc))+K_(i2)int(v_(dc_(ref))-v_(dc))dti_{d_{r e f}}=K_{p 1}\left(v_{d c_{r e f}}-v_{d c}\right)+K_{i 2} \int\left(v_{d c_{r e f}}-v_{d c}\right) d t
v d r f = v d + ω L s i q ( K p 2 ( i d r f f i d ) + K i 2 ( i d r e f i d ) d t ) v d r f = v d + ω L s i q K p 2 i d r f f i d + K i 2 i d r e f i d d t v_(d_(rf))=v_(d)+omegaL_(s)i_(q)-(K_(p2)(i_(d_(rff))-i_(d))+K_(i2)int(i_(d_(ref))-i_(d))dt)v_{d_{r f}}=v_{d}+\omega L_{s} i_{q}-\left(K_{p 2}\left(i_{d_{r f f}}-i_{d}\right)+K_{i 2} \int\left(i_{d_{r e f}}-i_{d}\right) d t\right)
v q ref = v d ω L s i q ( K p 3 ( 0 i q ) + K i 3 ( 0 i q ) d t ) v q ref  = v d ω L s i q K p 3 0 i q + K i 3 0 i q d t v_(q_("ref "))=v_(d)-omegaL_(s)i_(q)-(K_(p3)(0-i_(q))+K_(i3)int(0-i_(q))dt)v_{q_{\text {ref }}}=v_{d}-\omega L_{s} i_{q}-\left(K_{p 3}\left(0-i_{q}\right)+K_{i 3} \int\left(0-i_{q}\right) d t\right)

在上面的方程中, L s L s L_(s)L_{s} 是源电感。 K p 1 K p 1 K_(p1)K_{p 1} K i 1 K i 1 K_(i1)K_{i 1} 分别是 PI 电压控制器的比例增益和积分增益。常数增益 K p 2 K p 2 K_(p2)K_{p 2} K i 2 K i 2 K_(i2)K_{i 2} 分别表示第一 PI 电流控制器的比例和积分增益,而 K p 3 K p 3 K_(p3)K_{p 3} K i 3 K i 3 K_(i3)K_{i 3} 表示第二 PI 电流控制器的常数增益。 表 I 显示了 5 个样品/分段的整个 360 360 360^(@)360^{\circ} 切换模式。
表 I
线电压、相电压和上述调制策略的整个周期的波形如图 2-3 所示。
图 2.每 60 度 5 个样本的线路电压波形
下面参考图 4 所示的等效电路,对隔行降压型 DC-DC 副转换器 I 的四种模式进行详细分析。

模式一:当开关 S w 4 S w 4 S_(w4)S_{w 4} S w 7 S w 7 S_(w7)S_{w 7} 通电时,增加漏感电流 I L 1 I L 1 I_(L1)I_{\mathrm{L} 1} 。另一方面,电感电流 L 2 L 2 L_(2)L_{2} I L 2 I L 2 I_(L2)I_{\mathrm{L} 2}关闭 S W 8 S W 8 S_(W8)S_{W 8} S W 9 S W 9 S_(W9)S_{W 9} 减小。

模式 II:此功能模式与模式 I 相同,只是模式 II 的开关特性与模式 I 相反。 S w 5 S w 5 S_(w5)S_{w 5} S w 6 S w 6 S_(w6)S_{w 6} 打开, I L 2 I L 2 I_(L2)I_{\mathrm{L} 2} 流经 L 2 L 2 L_(2)L_{2} 增加,而 I L 1 I L 1 I_(L1)I_{\mathrm{L} 1} 减少。当开关 S w 8 S w 8 S_(w8)S_{w 8} S w 9 S w 9 S_(w9)S_{w 9} 激活时, 流经电感器 L 2 L 2 L_(2)L_{2} 的电流 I L 2 I L 2 I_(L2)I_{\mathrm{L} 2} 会上升,而 I L 1 I L 1 I_(L1)I_{\mathrm{L} 1} 下降。

模式 III:随着 S w 6 S w 6 S_(w6)S_{w 6} 的激活 S w 4 S w 4 S_(w4)S_{w 4} ,电流 I L 1 I L 1 I_(L1)I_{\mathrm{L} 1} I L 2 I L 2 I_(L2)I_{\mathrm{L} 2} 模式 III 由于负载变化的增加而开始上升。感应电流线性上升,因为 v dc v dc v_(dc)v_{\mathrm{dc}} L 2 L 2 L_(2)L_{2} L 1 L 1 L_(1)L_{1} 存储能量。模式 v 和 vi 之间的占空比变化表示此模式。

模式 IV:在模式 IV 下,电流 I L 1 I L 1 I_(L1)I_{\mathrm{L} 1} 开始 I L 2 I L 2 I_(L2)I_{\mathrm{L} 2} 到 在模式 IV 期间,负载变化减小,电流 I L 1 I L 1 I_(L1)I_{\mathrm{L} 1} I L 2 I L 2 I_(L2)I_{\mathrm{L} 2} 开始减小。与模式 III 不同, S w 4 S w 4 S_(w4)S_{w 4} 并且 S w 6 S w 6 S_(w6)S_{w 6} 没有功能。相反, S w 5 S w 5 S_(w5)S_{w 5} S w 7 S w 7 S_(w7)S_{w 7} 已启用。