普通纸
采用基于 CMT 的改进型 T 形去耦结构的紧凑型宽带双元件毫米波 MIMO 天线，适用于城市场景中估计链路预算的移动应用
B.G. Parveez Shariff
a
a
^(a) { }^{\mathrm{a}}
,PPallavi R. Mane , Praveen Kumar , Sameena Pathan
,PPallavi R. Mane , Praveen Kumar , Sameena Pathan
^(",PPallavi R. Mane , Praveen Kumar , Sameena Pathan ") { }^{\text {,PPallavi R. Mane , Praveen Kumar , Sameena Pathan }}
a
a
^(a) { }^{a}
b
b
^(b) { }^{\mathrm{b}}
文章信息 关键词： 5G 多输入多输出天线 K 波段 链接边距
摘要 如今，几乎所有无线应用系统和设备都在转向毫米波（mmWave），以满足对低延迟和更高数据速率的需求。我们提出了一种双元件多输入多输出天线，以支持ENNANCEA aata速率，并覆盖b৮新RAıo（INK < ）dana的wige范围或应用ıcatıons。该结构具有
0.78
λ
0
×
0.36
λ
0
0.78
λ
0
×
0.36
λ
0
0.78lambda_(0)xx0.36lambda_(0) 0.78 \lambda_{0} \times 0.36 \lambda_{0}
λ
0
λ
0
lambda_(0) \lambda_{0}
D
C
D
C
DC D C
>
20
dB
>
20
dB
> 20dB >20 \mathrm{~dB}
90
%
90
%
90% 90 \%
<
0.22
<
0.22
< 0.22 <0.22
>
9.6
,
CCL
<
0.25
b
/
s
/
Hz
>
9.6
,
CCL
<
0.25
b
/
s
/
Hz
> 9.6,CCL < 0.25b//s//Hz >9.6, \mathrm{CCL}<0.25 \mathrm{~b} / \mathrm{s} / \mathrm{Hz}
<
−
10
dB
<
−
10
dB
< -10dB <-10 \mathrm{~dB}
<
−
4.3
dB
<
−
4.3
dB
< -4.3dB <-4.3 \mathrm{~dB}
1.导言 跳频（FH）、直接序列（DS）和正交频分复用编码方案等调制技术可支持安全可靠的高数据传输速率。执行这些操作需要较宽的带宽。因此，美国联邦通信委员会（FCC）批准了
3.1
−
10.6
GHz
3.1
−
10.6
GHz
3.1-10.6GHz 3.1-10.6 \mathrm{GHz}
3.1
−
10.6
GHz
3.1
−
10.6
GHz
3.1-10.6GHz 3.1-10.6 \mathrm{GHz} 文献 [4] 提出了一种用于物联网应用的毫米波双端口 MIMO 天线。该天线对传统结构进行了锥形修改设计，采用 CPW 馈电，总尺寸为
48.5
×
48.5
×
48.5 xx 48.5 \times
13.5
mm
2
13.5
mm
2
13.5mm^(2) 13.5 \mathrm{~mm}^{2}
17
−
25.5
GHz
17
−
25.5
GHz
17-25.5GHz 17-25.5 \mathrm{GHz}
30
×
15
mm
2
30
×
15
mm
2
30 xx15mm^(2) 30 \times 15 \mathrm{~mm}^{2}
30
×
16
mm
2
30
×
16
mm
2
30 xx16mm^(2) 30 \times 16 \mathrm{~mm}^{2}
12.5
×
12.5
mm
2
12.5
×
12.5
mm
2
12.5 xx12.5mm^(2) 12.5 \times 12.5 \mathrm{~mm}^{2} 图 1.单元件天线的设计阶段。(a) 阶段 1，(b) 阶段 2，© 阶段 3，(d) 阶段 4，(e) 阶段 5 和 (f) 阶段 6。 图 2.单元件天线演变阶段的反射系数
|
S
11
|
|
S
11
|
|S 11| |S 11| 设计工作频率为 26.8 至 37.7 千兆赫。正交方向使隔离度达到 18 dB。另一种正交定向四端口 MIMO 天线的设计工作频率为 23.5 GHz 至 37.5 GHz [9]。该结构有四个通过微带线连接的渐变弧形。四端口 MIMO 结构采用改进的圆形贴片和 CPW 馈电，可在 C、Ku、K 和 Ka 波段工作 [10]。该模式由两个半圆环形存根和圆形贴片上的一个椭圆槽组成。在 [11] 中，顶部的加形去耦结构和正交定向天线在相关频段内具有线性隔离效果。 在下一个设计中，设计了一个四端口互补镰刀形 CPW 天线，共振频率为 1.3 至 40 千兆赫，具有三个频带 和 7.5 GHz 的陷波滤波器 [12]。该结构的总尺寸为
56
×
56
mm
2
56
×
56
mm
2
56 xx56mm^(2) 56 \times 56 \mathrm{~mm}^{2}
27.6
−
32
27.6
−
32
27.6-32 27.6-32
37
−
41.5
GHz
37
−
41.5
GHz
37-41.5GHz 37-41.5 \mathrm{GHz}
>
32
dB
>
32
dB
> 32dB >32 \mathrm{~dB} 工作频率为 26 至 33.7 GHz 的 12 端口 MIMO 天线 [15]。倒 L 型嵌入式馈电用于馈送设计中的圆形区域。其目的是提高带宽和匹配阻抗。Wang 等人[16]提出的另一种设计是间距为 0.4 mm 的
9
×
9
9
×
9
9xx9 9 \times 9
24
−
36
GHz
24
−
36
GHz
24-36GHz 24-36 \mathrm{GHz} 上述文献表明，[4]-[7] 中的设计对双端口 MIMO 具有较大的几何尺寸。[4] 和 [10] 中的 CPW 设计没有共同的参考点。在四端口 MIMO 的情况下，[
8
9
10
12
13
14
]
8
9
10
12
13
14
{:[8,9,10,12,13,14]] \left.\begin{array}{llllll}8 & 9 & 10 & 12 & 13 & 14\end{array}\right] 紧凑型 MIMO 天线的主要问题之一是来自相邻元件的耦合。可以通过采用中和线 [17]、寄生元件 [18]、去耦结构 (DCS) [19] 和元表面 [20] 等技术来减少耦合。我们的 MIMO 天线采用了著名的 T 形去耦结构（DCS）[21,22,23]来提高隔离度。然而，[21,23,24] 中的 T 型 DCS 仅实现了 15 dB 的隔离度。而且，在相关频段内，隔离效果并不稳定。因此，本文还提出了一种改进的地平面 T 型 DCS，它能达到更好的隔离效果。 图 3.拟议的单元件天线设计及尺寸。
9.5
,
54.5
9.5
,
54.5
9.5,54.5 9.5,54.5
27.5
.
L
1
27.5
.
L
1
27.5.L_(1) 27.5 . L_{1}
L
5
L
5
L_(5) L_{5}
0.25
,
0.021
,
0.42
,
0.81
0.25
,
0.021
,
0.42
,
0.81
0.25,0.021,0.42,0.81 0.25,0.021,0.42,0.81
0.4
.
C
1
0.4
.
C
1
0.4.C_(1) 0.4 . C_{1}
C
5
C
5
C_(5) C_{5}
0.125
,
3.74
,
0.6
,
0.45
0.125
,
3.74
,
0.6
,
0.45
0.125,3.74,0.6,0.45 0.125,3.74,0.6,0.45
Ω
,
n
H
Ω
,
n
H
Omega,nH \Omega, n H
p
F
p
F
pF p F 图 5.单元件天线的模拟阻抗曲线。(b) 模拟和等效电路的反射系数曲线。 图 6.带有两个 DCS 的 MIMO 天线。(a) 采用简单的 DCS。(b) 采用建议的 DCS。 隔离。第 3 节通过特征模态理论（CMT）比较了所提出的 DCS 与简单缺陷地 DCS 的性能。与 [21,23,24]和简单 DCS 相比，拟议 DCS 的隔离度提高了 20 dB，并且在整个带宽内具有稳定的隔离度。
此外，还研究了带有移动外壳的天线的性能。结果表明，即使有移动外壳，天线也能在所需带宽内可靠运行。然而，在较低频率下，隔离度略微降低到 10 dB。这表明天线的性能取决于其在外壳中的位置。城市场景下的链路预算估算结果如下 在 1 Gbps 至 10 Gbps 的较高数据传输速率下显示出明显效果。此外，建议的 MIMO 天线可扩展为 n 元设计，以提高数据吞吐量。因此，本文的贡献如下： 11.设计和开发可在宽带上运行的紧凑型双元件多输入多输出天线。 21.设计改进的 T 型 DCS，以实现更好、更稳定的隔离。 31.研究将天线置于手机外壳内的移动应用性能。 图 7.天线结构及其 DCS 的 CMT 分析结果。(a-c）图 6（a）中结构的模态意义、特征值和特性角。(d-f) 图 6（b）中结构的模态意义、特征值和特性角。 41.估算城市场景中移动应用拟议天线的链路预算。 2.设计方法
2.1.单元件天线 天线的设计谐振频率为 18 GHz 和 28 GHz，波长
λ
0
λ
0
lambda_(0) \lambda_{0}
λ
1
λ
1
lambda_(1) \lambda_{1}
3
×
3
mm
3
×
3
mm
3xx3mm 3 \times 3 \mathrm{~mm}
6.2
×
5
6.2
×
5
6.2 xx5 6.2 \times 5
mm
2
mm
2
mm^(2) \mathrm{mm}^{2}
F
L
=
2
mm
F
L
=
2
mm
F_(L)=2mm \mathrm{F}_{\mathrm{L}}=2 \mathrm{~mm}
F
W
=
0.9
F
W
=
0.9
F_(W)=0.9 \mathrm{F}_{\mathrm{W}}=0.9
y
1
=
a
1
(
x
−
h
)
2
+
k
y
1
=
a
1
(
x
−
h
)
2
+
k
y_(1)=a_(1)(x-h)^(2)+k \boldsymbol{y}_{1}=\mathbf{a}_{1}(\boldsymbol{x}-\boldsymbol{h})^{2}+\boldsymbol{k}
y
2
=
a
2
(
x
−
h
)
2
+
k
y
2
=
a
2
(
x
−
h
)
2
+
k
y_(2)=a_(2)(x-h)^(2)+k \boldsymbol{y}_{2}=\mathbf{a}_{2}(\boldsymbol{x}-\boldsymbol{h})^{2}+\boldsymbol{k} 其中
a
1
a
1
a_(1) a_{1}
a
2
a
2
a_(2) a_{2}
h
h
h h
k
k
k k
y
y
y y
a
1
=
−
0.25
a
1
=
−
0.25
a_(1)=-0.25 a_{1}=-0.25 图 8.根据结构表面电流估算的 CMT 辐射模式。(a) 图 6（a）中结构的辐射模式和表面电流。(b) 图 6（b）中结构的辐射模式和表面电流。 的曲线在 2.5 mm 位置处为 0.6 mm，因此设置
k
=
0.6
k
=
0.6
k=0.6 k=0.6
h
=
2.5
h
=
2.5
h=2.5 h=2.5
a
2
=
0.28
,
h
=
2.5
a
2
=
0.28
,
h
=
2.5
a_(2)=0.28,h=2.5 a_{2}=0.28, h=2.5
k
=
−
0.6
k
=
−
0.6
k=-0.6 k=-0.6
1
(
a
−
f
)
1
(
a
−
f
)
1(a-f) 1(a-\mathrm{f}) 如图 2 所示，图 1(a)中的初始设计在 27 GHz 时的失配损耗高达 6.14 dB。在图 1(b) 的下一个演化阶段，引入了一个倒 L 形槽（LS），它扰乱了电流流向，从而增加了电阻。这个 L 形槽在 28.5 GHz 频率下产生电容效应，抵消了电感电抗，从而将反射系数提高到 5.56 dB。在演化阶段 3（图 1 ©）中，倒 L 形槽（LS）下方的水平槽（HS）使电流在馈电附近顺时针振荡。HS 槽在路径长度接近
λ
1
λ
1
lambda_(1) \lambda_{1} 反射系数为 17.3 dB。不过，现阶段的带宽较窄，仅为 630 兆赫。 在第四演变阶段（图 1(d)），地平面导电层（GS）减小，以增加带宽。由于 GS 减小，辐射器和地平面之间的电容减小，导致 28 GHz 时出现阻抗失配。然而，在 18 GHz 时，电容和电感达到平衡，从而实现 15 dB 的良好阻抗匹配。因此，在这一阶段，谐振从 K 波段漂移到了 Kuband 波段。它的带宽范围达到了 16.93-21.06 GHz，带宽百分比为
22.32
%
22.32
%
22.32% 22.32 \% 图 9.采用简单 DCS 和拟议 DCS 的两元件 MIMO 天线的反射系数和隔离度。(a) 采用简单 DCS 的拟议双元 MIMO 天线的 S 参数。(b) 采用改进 T 型 DCS 的拟议双元 MIMO 天线的 S 参数。 图 10.带有简单 DCS 的多输入多输出天线在 (a) 18 GHz 和 (b) 28 GHz 下的耦合电流。地平面轮廓和 18 和 28 GHz 时的耦合电流表示。
千兆赫。带宽内的阻抗匹配为
>
12
dB
>
12
dB
> 12dB >12 \mathrm{~dB}
1
(
f
)
1
(
f
)
1(f) 1(\mathrm{f}) 最终的单元件天线结构如图 3 所示。尺寸如下：
P
L
=
P
W
=
3
,
C
H
=
0.6
,
S
L
1
=
2
,
S
L
2
=
1.7
,
S
L
3
P
L
=
P
W
=
3
,
C
H
=
0.6
,
S
L
1
=
2
,
S
L
2
=
1.7
,
S
L
3
P_(L)=P_(W)=3,C_(H)=0.6,S_(L1)=2,S_(L2)=1.7,S_(L3) \mathrm{P}_{\mathrm{L}}=\mathrm{P}_{\mathrm{W}}=3, \mathrm{C}_{\mathrm{H}}=0.6, \mathrm{~S}_{\mathrm{L} 1}=2, \mathrm{~S}_{\mathrm{L} 2}=1.7, \mathrm{~S}_{\mathrm{L} 3}
=
1.2
,
S
L
4
=
1.4
,
F
L
=
1.94
,
F
W
=
0.9
,
S
W
=
0.2
,
U
1
=
0.8
,
U
2
=
1.1
,
SB
L
=
=
1.2
,
S
L
4
=
1.4
,
F
L
=
1.94
,
F
W
=
0.9
,
S
W
=
0.2
,
U
1
=
0.8
,
U
2
=
1.1
,
SB
L
=
=1.2,S_(L4)=1.4,F_(L)=1.94,F_(W)=0.9,S_(W)=0.2,U_(1)=0.8,U_(2)=1.1,SB_(L)= =1.2, \mathrm{~S}_{\mathrm{L} 4}=1.4, \mathrm{~F}_{\mathrm{L}}=1.94, \mathrm{~F}_{\mathrm{W}}=0.9, \mathrm{~S}_{\mathrm{W}}=0.2, \mathrm{U}_{1}=0.8, \mathrm{U}_{2}=1.1, \mathrm{SB}_{\mathrm{L}}=
6.2
,
SB
W
=
5
6.2
,
SB
W
=
5
6.2,SB_(W)=5 6.2, \mathrm{SB}_{\mathrm{W}}=5
G
L
=
1.9
G
L
=
1.9
G_(L)=1.9 \mathrm{G}_{\mathrm{L}}=1.9
f
0
=
c
k
×
π
2
×
T
A
×
ε
r
−
f
0
=
c
k
×
π
2
×
T
A
×
ε
r
−
f_(0)=(c)/(k xx_(pi)^(2)xx TA xxepsi_(r))sqrt- \boldsymbol{f}_{0}=\frac{\boldsymbol{c}}{\boldsymbol{k} \times{ }_{\pi}^{2} \times \boldsymbol{T A} \times \boldsymbol{\varepsilon}_{r}} \sqrt{-} 其中，
c
=
3
×
10
8
m
/
sec
,
k
c
=
3
×
10
8
m
/
sec
,
k
c=3xx10^(8)m//sec,k \boldsymbol{c}=3 \times 10^{8} \mathrm{~m} / \mathrm{sec}, \boldsymbol{k}
0.81
,
T
A
0.81
,
T
A
0.81,TA 0.81, \boldsymbol{T A}
ε
r
ε
r
epsi_(r) \boldsymbol{\varepsilon}_{r} 利用公式 (4)-(6) 计算得出。 TA
=
=
= =
(
T
C
L
)
−
slots
(
S
L
)
(
T
C
L
)
−
slots
S
L
(TCL)-slots(S_(L)) (T C L)-\operatorname{slots}\left(S_{L}\right) TCL = 矩形补丁 + 正曲线 + 负曲线 + 馈线
S
L
=
(
S
L
1
×
S
W
)
+
(
S
L
2
×
S
W
)
+
(
S
L
3
×
S
W
)
+
(
S
L
4
+
S
W
)
+
(
U
1
×
0.1
)
+
(
U
2
×
0.2
)
S
L
=
S
L
1
×
S
W
+
S
L
2
×
S
W
+
S
L
3
×
S
W
+
S
L
4
+
S
W
+
U
1
×
0.1
+
U
2
×
0.2
{:[S_(L)=(S_(L1)xxS_(W))+(S_(L2)xxS_(W))+(S_(L3):}],[{: xxS_(W))+(S_(L4)+S_(W))+(U_(1)xx0.1)+(U_(2)xx0.2)]:} \begin{aligned}
S_{L}= & \left(S_{L 1} \times S_{W}\right)+\left(S_{L 2} \times S_{W}\right)+\left(S_{L 3}\right. \\
& \left.\times S_{W}\right)+\left(S_{L 4}+S_{W}\right)+\left(U_{1} \times 0.1\right)+\left(U_{2} \times 0.2\right)
\end{aligned} (注：上述公式中使用的变量如图 3 所示，但
S
L
S
L
S_(L) S_{L}
S
L
S
L
S_(L) S_{L} 上述计算证明，拟议结构的总导电面积在 18 千兆赫处产生了第一次谐振。
2.2.天线等效电路 上述单元件天线由分布式 图 11.带改进型 T 形 DCS 的 MIMO 天线在 (a) 18 GHz 和 (b) 28 GHz 下的耦合电流。(c)和(d) 18 和 28 GHz 时的地平面轮廓和耦合电流表示。 等效电路和阻抗特性。该天线在大约 18 和 28 千兆赫处具有双谐振，总带宽为 16 至 30.93 千兆赫。
一般来说，贴片天线由并联 RLC 电路表示，如图 4(a) 所示，其值通过公式 (7) 至 (10) 计算得出[27]。其中，Rd、Ld 和 Cd 分别代表天线的辐射阻抗和无功分量。计算公式如下
R
=
w
cong
±
R
=
w
cong
±
R=_(w)" cong "^(+-) R=\underset{w}{ } \stackrel{ \pm}{\text { cong }}
δ
=
V
¯
1
π
f
μ
0
σ
cond
δ
=
V
¯
1
π
f
μ
0
σ
cond
delta=(( bar(V))1)/(pi fmu_(0)sigma_("cond ")) \delta=\frac{\bar{V} 1}{\pi f \mu_{0} \sigma_{\text {cond }}}
L
=
±
W
σ
condUS
L
=
±
W
σ
condUS
L={:[+-],[Wsigma_("condUS ")]:} L=\begin{gathered} \pm \\ \boldsymbol{W} \boldsymbol{\sigma}_{\text {condUS }}\end{gathered}
C
=
∀
Q
=
ε
W
―
→
d
C
=
∀
Q
=
ε
W
_
→
d
C=AA^(Q)=^(epsiW_)rarr d C=\stackrel{Q}{\forall} \stackrel{\varepsilon \underline{W}}{=} \rightarrow d 其中，
σ
cond
σ
cond
sigma_("cond ") \boldsymbol{\sigma}_{\text {cond }}
δ
δ
delta \boldsymbol{\delta}
ω
ω
omega \boldsymbol{\omega}
ε
ε
epsi \boldsymbol{\varepsilon}
w
w
w \boldsymbol{w} 不过，图 4 (b) 显示了设计的单元件天线在 RLC 电路方面的详细等效表示。在这里，阻抗为
Z
1
Z
1
Z1 Z 1
Z
5
Z
5
Z5 \mathrm{Z5}
Z
0
Z
0
Z_(0) Z_{0}
Z
0
=
Z
1
+
Z
2
Z
3
Z
2
+
Z
Z
3
+
Z
Z
4
Z
5
5
Z
0
=
Z
1
+
Z
2
Z
3
Z
2
+
Z
Z
3
+
Z
Z
4
Z
5
5
Z_(0)=Z_(1)+(Z_(2)Z_(3))/(Z_(2)+ZZ_(3)+Z(Z_(4)Z_(5))/(5)) \boldsymbol{Z}_{0}=\boldsymbol{Z}_{1}+\frac{\boldsymbol{Z}_{2} \boldsymbol{Z}_{3}}{\boldsymbol{Z}_{2}+\boldsymbol{Z} \boldsymbol{Z}_{3}+\boldsymbol{Z} \frac{\boldsymbol{Z}_{4} \boldsymbol{Z}_{5}}{5}} 在哪里？
Z
n
=
ω
C
n
R
n
+
j
(
ω
2
L
n
C
n
−
1
)
L
m
R
m
ω
C
n
Z
n
=
ω
C
n
R
n
+
j
ω
2
L
n
C
n
−
1
L
m
R
m
ω
C
n
Z_(n)=(omegaC_(n)R_(n)+j(omega^(2)L_(n)C_(n)-1))/(L_(m)R_(m)^(omega)C_(n)) Z_{n}=\frac{\omega C_{n} R_{n}+j\left(\omega^{2} L_{n} C_{n}-1\right)}{L_{m} R_{m}^{\omega} C_{n}}
Z
m
=
Z
m
=
Z_(m)= Z_{m}=
ω
2
L
m
m
ω
2
L
m
m
omega^(2)L_(m)m \omega^{2} L_{m} m
C
C
C C
omega^(2)L_(m)m
C | $\omega^{2} L_{m} m$ |
| ---: |
| $C$ | 这里，
n
=
1
,
3
n
=
1
,
3
n=1,3 n=1,3
5
,
m
=
2
5
,
m
=
2
5,m=2 5, m=2
|
Z
n
|
Z
n
|Z_(n)| \left|Z_{n}\right|
|
Z
m
|
Z
m
|Z_(m)| \left|Z_{m}\right|
Z
1
,
Z
2
,
Z
3
,
Z
4
,
Z
5
Z
1
,
Z
2
,
Z
3
,
Z
4
,
Z
5
Z_(1),Z_(2),Z_(3),Z_(4),Z_(5) Z_{1}, Z_{2}, Z_{3}, Z_{4}, Z_{5}
46.93
Ω
46.93
Ω
46.93 Omega 46.93 \Omega
9.99
Ω
9.99
Ω
9.99 Omega 9.99 \Omega
34.11
Ω
34.11
Ω
34.11 Omega 34.11 \Omega
73
Ω
73
Ω
73 Omega 73 \Omega
70.84
Ω
70.84
Ω
70.84 Omega 70.84 \Omega
Z
0
Z
0
Z_(0) Z_{0}
71.86
Ω
71.86
Ω
71.86 Omega 71.86 \Omega
60
Ω
60
Ω
60 Omega 60 \Omega
28
GHz
,
Z
1
28
GHz
,
Z
1
28GHz,Z_(1) 28 \mathrm{GHz}, Z_{1}
Z
5
Z
5
Z_(5) Z_{5}
20.05
Ω
,
1.56
20.05
Ω
,
1.56
20.05 Omega,1.56 20.05 \Omega, 1.56
Ω
,
65.11
Ω
,
13.43
Ω
Ω
,
65.11
Ω
,
13.43
Ω
Omega,65.11 Omega,13.43 Omega \Omega, 65.11 \Omega, 13.43 \Omega
27.5
Ω
27.5
Ω
27.5 Omega 27.5 \Omega
Z
0
Z
0
Z_(0) Z_{0}
30.59
Ω
30.59
Ω
30.59 Omega 30.59 \Omega
45.2
Ω
45.2
Ω
45.2 Omega 45.2 \Omega 3.多输入多输出天线的设计 将上述开发的天线扩展为两元件 MIMO，以提高数据传输速率。MIMO 天线的遍历信道容量由式 (12)
[
19
,
28
]
[
19
,
28
]
[19,28] [19,28]
C
=
B
{
log
det
I
n
r
+
E
s
n
q
2
H
H
∗
C
=
B
{
log
det
I
n
r
+
E
s
n
q
2
H
H
∗
C=B quad{:[{],[log],[det],[I_(nr)+],[(E_(s))/(nq^(2))HH^(**)]:} C=B \quad \begin{gathered}\{ \\ \log \\ \operatorname{det} \\ I_{n r}+ \\ \frac{E_{s}}{n q^{2}} H H^{*}\end{gathered} 其中，
B
B
B B
E
s
E
s
E
s
E
s
E_(s)E_(s) E_{s} E_{s}
n
t
n
t
n
t
n
t
n_(t)n_(t) n_{t} n_{t}
σ
2
σ
2
σ
2
σ
2
sigma^(2)sigma^(2) \sigma^{2} \sigma^{2}
H
H
∗
HH
∗
H
H
∗
HH
∗
HH^(**)HH^(**) H H^{*} \mathrm{HH}^{*}
0.18
λ
0
0.18
λ
0
0.18lambda_(0) 0.18 \lambda_{0}
6
(
a
&
b
6
(
a
&
b
6(a&b 6(\mathrm{a} \& \mathrm{~b}
a
&
b
a
&
b
a&b \mathrm{a} \& \mathrm{~b} 3.1.使用 CMT 分析多输入多输出天线和去耦结构 CMT 描述了导致共振的模态数量以及设计产生的辐射模式，还代表了带宽信息。它在分析复杂天线结构 [29] 和元表面 [30] 时受到广泛关注。因此，本节将对具有两种不同去耦结构的双元件 MIMO 天线进行 CMT 分析。这里研究的是 DCS 的有效性。
在 CMT 中，天线表面受到入射电场
(
E
j
)
E
j
(E^(j)) \left(E^{j}\right)
(
J
n
)
J
n
(J_(n)) \left(J_{n}\right)
Z
=
R
+
j
X
Z
=
R
+
j
X
Z=R+jX \boldsymbol{Z}=\boldsymbol{R}+\boldsymbol{j X}
e
e
(
Z
)
=
1
ν
(
Z
+
Z
e
e
(
Z
)
=
1
ν
(
Z
+
Z
ee(Z)=(1)/(nu)(Z+Z \boldsymbol{\operatorname { e e }}(\boldsymbol{Z})=\frac{1}{\nu}(\boldsymbol{Z}+\boldsymbol{Z}
)
)
) )
Im
(
Z
)
=
1
2
j
(
Z
−
Z
∗
)
Im
(
Z
)
=
1
2
j
Z
−
Z
∗
Im(Z)=(1)/(2j)(Z-Z^(**)) \operatorname{Im}(Z)=\frac{1}{2 j}\left(Z-Z^{*}\right) 当模式自然谐振，从导电表面辐射出所有功率时，
Z
Z
Z \boldsymbol{Z}
R
e
R
e
Re \boldsymbol{R e}
Z
(
J
n
)
=
v
n
M
(
J
n
)
Z
J
n
=
v
n
M
J
n
Z(J_(n))=v_(n)M(J_(n)) Z\left(J_{n}\right)=v_{n} M\left(J_{n}\right) 此处
v
n
v
n
v_(n) \boldsymbol{v}_{\boldsymbol{n}}
M
M
M \boldsymbol{M}
v
n
=
1
+
j
λ
n
v
n
=
1
+
j
λ
n
v_(n)=1+jlambda_(n) v_{\boldsymbol{n}}=1+j \lambda_{n}
(
J
n
)
J
n
(J_(n)) \left(\boldsymbol{J}_{\boldsymbol{n}}\right)
(
λ
n
)
λ
n
(lambda_(n)) \left(\boldsymbol{\lambda}_{\boldsymbol{n}}\right)
Im
(
J
n
)
=
λ
n
Re
(
J
n
)
Im
J
n
=
λ
n
Re
J
n
Im(J_(n))=lambda_(n)Re(J_(n)) \operatorname{Im}\left(J_{n}\right)=\lambda_{n} \operatorname{Re}\left(J_{n}\right) 则 图 12.采用 (a) 简单 DCS 和 (b) 拟议 DCS 的双元件 MIMO 在两个谐振点的表面电流分布图。
λ
n
=
im
(
J
n
)
Re
(
J
n
)
λ
n
=
im
J
n
Re
J
n
lambda_(n)={:[im(J_(n))],[Re(J_(n))]:} \lambda_{n}=\begin{aligned} & \operatorname{im}\left(J_{n}\right) \\ & \operatorname{Re}\left(J_{n}\right)\end{aligned} CMT 分析是在没有任何端口激励的情况下进行的。电场积分方程 (EFIE) 求解器使用表面电场 (E) 和电流
(
J
n
)
J
n
(J_(n)) \left(J_{n}\right)
Z
(
J
n
)
Z
J
n
Z(J_(n)) Z\left(J_{n}\right)
(
P
)
(
P
)
(P) (P)
(
J
)
(
J
)
(J) (J)
J
=
∑
n
α
n
J
=
∑
n
α
n
J=sum_(n)alpha_(n) J=\sum_{n} \alpha_{n} 此外，特征值
λ
n
λ
n
lambda_(n) \lambda_{n}
λ
n
=
im
(
J
n
)
Re
(
J
n
)
=
im
(
P
)
Re
(
P
)
λ
n
=
im
J
n
Re
J
n
=
im
(
P
)
Re
(
P
)
lambda_(n)={:[im(J_(n))],[Re(J_(n))]:}=(im(P))/(Re(P)) \lambda_{n}=\begin{aligned} & \operatorname{im}\left(J_{n}\right) \\ & \operatorname{Re}\left(J_{n}\right)\end{aligned}=\frac{\operatorname{im}(P)}{\operatorname{Re}(P)} 当特征值
λ
λ
lambda \lambda
λ
n
>
0
λ
n
>
0
lambda_(n) > 0 \lambda_{n}>0
λ
n
<
0
λ
n
<
0
lambda_(n) < 0 \lambda_{n}<0
λ
n
λ
n
lambda_(n) \lambda_{n}
α
n
α
n
alpha_(n) \alpha_{n}
180
∘
,
90
∘
180
∘
,
90
∘
180^(@),90^(@) 180^{\circ}, 90^{\circ}
180
∘
180
∘
180^(@) 180^{\circ}
180
∘
180
∘
180^(@) 180^{\circ}
270
∘
270
∘
270^(@) 270^{\circ}
α
n
=
180
∘
−
tan
−
1
(
λ
n
)
α
n
=
180
∘
−
tan
−
1
λ
n
alpha_(n)=180^(@)-tan^(-1)(lambda_(n)) \alpha_{n}=180^{\circ}-\tan ^{-1}\left(\lambda_{n}\right) 在进行 CMT 分析时，假定基底和导电层是无损耗的。CMT 分析的结果与实时结果一致，因为 CMT 分析中使用的罗杰斯 5880 材料是无损的。 设计过程中的损耗可以忽略不计。CMT 分析是在 CST 仿真软件中对 18 GHz 第一个共振频率的五个模式进行的，因为在大多数情况下，前五个模式被认为是主要模式[34]。图 6（a 和 b）中的辐射结构相似，只是为了提高性能而修改了地平面 DCS。因此，图 7（a）和图 7（d）中的这些结构模态意义（MS）除模态 3 和 4 外，响应几乎相同。对于图 6（a）中的结构，MS 表示模态 1、2 和 3 在 18、18.5 和 21 GHz 频率下具有重要意义。另一方面，对于图 6（b）中的结构，MS 在 18、18.65 和 21.6 GHz 频率下的模态 1、2 和 4 是显著的。图 7(b-f)中的特征值和特性角表明，尽管上述三种模式都很重要，但它们在 18、18.65 和 21.6 GHz 频率上都有一些电感。 影响。不过，这种电感效应很小，对天线性能影响不大。图 7(b)中的模式 1 至 3 和图 7(e)中的模式 1、2 和 4 这三个模式紧密趋近于零，表明这些模式对谐振有贡献。在这里，模式 1 是 18 至 34 GHz 宽频带内的自然谐振模式。然而，其他两个模式，即结构图 6 (a) 中的模式 4 和模式 5 以及结构图 6 (b) 中的模式 3 和模式 5 则受到明显抑制。如图 8 所示，两种结构（图 6(a) 和 6(b)）的表面电流决定了 DCS 的有效性。在这些图中，黑色和红色箭头表示地面和辐射器中的电流。如前分析，在简单的 DCS 结构（图 6（a））中，模态 1 至 3 10
B.G.P. Shariff et al.
(a)
(b)
图 15.(a) 采用改进 T 形 DCS 的拟议 MIMO 天线的等效电路。(b) 改进型 T 形 DCS 的 RLC 块状等效电路，其调整值如下：R1 至 R3 为 172.4、334、435，L1 至 L11 为 0.001，
0.001
,
0.0012
,
0.001
,
0.661
,
0.861
,
1
,
0.331
,
0.631
,
0.353
,
0.001
,
C
1
0.001
,
0.0012
,
0.001
,
0.661
,
0.861
,
1
,
0.331
,
0.631
,
0.353
,
0.001
,
C
1
0.001,0.0012,0.001,0.661,0.861,1,0.331,0.631,0.353,0.001,C1 0.001,0.0012,0.001,0.661,0.861,1,0.331,0.631,0.353,0.001, \mathrm{C} 1
0.001
,
0.001
,
0.051
,
0.132
0.001
,
0.001
,
0.051
,
0.132
0.001,0.001,0.051,0.132 0.001,0.001,0.051,0.132
Ω
,
nH
Ω
,
nH
Omega,nH \Omega, \mathrm{nH} 图 16.等效电路与模拟响应的隔离曲线对比。 有助于产生共振。图 8(a) 中的表面电流
J
1
J
1
J_(1) \boldsymbol{J}_{\mathbf{1}}
J
2
J
2
J_(2) J_{2}
J
3
J
3
J_(3) J_{3}
J
4
J
4
J_(4) J_{4}
J
5
J
5
J_(5) J_{5}
J
4
J
4
J_(4) \boldsymbol{J}_{4}
J
5
J
5
J_(5) \boldsymbol{J}_{5} 采用拟议的改进型 T 形 DCS，耦合电流
J
1
,
J
2
J
1
,
J
2
J_(1),J_(2) \boldsymbol{J}_{\mathbf{1}}, \boldsymbol{J}_{\mathbf{2}}
J
4
J
4
J_(4) \boldsymbol{J}_{\mathbf{4}}
J
3
J
3
J_(3) \boldsymbol{J}_{3}
J
5
J
5
J_(5) \boldsymbol{J}_{5}
J
3
J
3
J_(3) J_{3}
J
5
J
5
J_(5) \boldsymbol{J}_{5}
J
1
J
1
J_(1) \boldsymbol{J}_{1} 3.2.带有端口激励的多输入多输出天线和去耦结构分析 通过研究图 6（a）和图 6（b）中 MIMO 天线结构在端口激励下的反射系数和隔离度，可以合理地进行 CMT 分析。如图 9(a)所示，当端口激励到图 6(a)的结构时，由于表面波耦合作用，单元和 MIMO 天线的反射系数 |S11| 曲线处于下沉状态，差异很小。此外，由于这种耦合效应，在 30 GHz 处的
|
S
11
|
|
S
11
|
|S11| |\mathrm{S} 11|
8
%
8
%
8% 8 \%
76
%
76
%
76% 76 \%
15.75
−
29.5
GHz
15.75
−
29.5
GHz
15.75-29.5GHz 15.75-29.5 \mathrm{GHz}
84
%
(
15.75
−
31
GHz
)
84
%
(
15.75
−
31
GHz
)
84%(15.75-31GHz) 84 \%(15.75-31 \mathrm{GHz})
|
S
21
|
/
|
S
12
|
|
S
21
|
/
|
S
12
|
|S21|//|S12| |\mathrm{S} 21| /|\mathrm{S} 12| DCS 消除了 |S11| 和 |S22| 曲线中的差异，并在整个相关频段内保持了
15.25
GHz
(
84
%
)
(
15.75
−
31
GHz
)
15.25
GHz
(
84
%
)
(
15.75
−
31
GHz
)
15.25GHz(84%)(15.75-31GHz) 15.25 \mathrm{GHz}(84 \%)(15.75-31 \mathrm{GHz}) 通过分析两个共振处的 Poynting 向量图，可以理解改进 T 型 DCS 相对于简单 DCS 的工作机制。图
10
(
a
−
b
)
10
(
a
−
b
)
10(a-b) 10(a-b)
11
(
a
−
b
)
11
(
a
−
b
)
11(a-b) 11(a-b)
JP
1
+
JP
1
+
JP1^(+) \mathrm{JP1}^{+}
J
P
2
−
J
P
2
−
JP2^(-) J P 2^{-}
J
P
1
+
−
J
P
2
−
≈
J
P
1
+
J
P
1
+
−
J
P
2
−
≈
J
P
1
+
JP1^(+)-JP2^(-)~~JP1^(+) J P 1^{+}-J P 2^{-} \approx J P 1^{+} 在改进的 T 型 DCS 中，耦合电流走的是另一条路径并与之抵消，从而降低了耦合强度。为便于分析，我们将改进 T 型 DCS 的垂直线视为 TL1 和 TL2。在 18 GHz 的第一次谐振时，来自端口 1（即图 11© 中的
J
P
1
+
J
P
1
+
JP1^(+) J P 1^{+}
D
G
1
D
G
1
D_(G1) D_{G 1}
J
T
L
2
+
J
T
L
2
+
JTL2^(+) J T L 2^{+}
J
T
L
2
+
=
J
T
L
1
+
J
T
L
2
+
=
J
T
L
1
+
JTL2^(+)=JTL1^(+) J T L 2^{+}=J T L 1^{+}
J
T
L
1
+
J
T
L
1
+
JTL1^(+) J T L 1^{+}
J
P
1
+
J
P
1
+
JP1^(+) J P 1^{+}
J
P
1
+
J
P
1
+
JP1^(+) J P 1^{+}
J
T
L
1
+
J
T
L
1
+
JTL1^(+) J T L 1^{+}
J
P
1
+
−
J
T
L
1
+
=
|
S
21
|
J
P
1
+
−
J
T
L
1
+
=
|
S
21
|
JP1^(+)-JTL1^(+)=|S 21| J P 1^{+}-J T L 1^{+}=|S 21|
11
(
d
)
11
(
d
)
11(d) 11(\mathrm{~d})
J
P
1
+
J
P
1
+
JP1^(+) J P 1^{+}
J
P
1
+
J
P
1
+
JP1^(+) J P 1^{+}
>
20
>
20
> 20 >20 图 12 中的电流分布清楚地表明了改进型 T 型 DCS 的重要性。在简单的 DCS 中，耦合电流到 图 17.通过将
E
L
E
L
E_(L) E_{L} 图 18.地平面变量
D
G
1
D
G
1
D_(G1) D_{G 1} 图 19.T 形 DCS 变量
D
G
2
D
G
2
D_(G2) D_{G 2} 图 20.T 形 DCS 变量
D
G
6
D
G
6
D_(G6) \mathrm{D}_{\mathrm{G} 6} 最后迭代 带连接器 ©
图 21.制造的 MIMO 天线原型。(a) 第一个迭代原型。(b) 最终迭代原型，以及 © 带连接器的最终原型。 图 22.拟议天线的消声室测量装置。 图 23.拟议的双元件 MIMO 天线的仿真和测量 S 参数。
表 1 总结 CMT 的模拟和测量结果。
方法 带宽
(
GHz
)
(
GHz
)
(GHz) (\mathrm{GHz}) Bandwidth
(GHz) | Bandwidth |
| :--- |
| $(\mathrm{GHz})$ | 共振
(
GHz
)
(
GHz
)
(GHz) (\mathrm{GHz}) Resonance
(GHz) | Resonance |
| :--- |
| $(\mathrm{GHz})$ | 增益
(
dBi
)
(
dBi
)
(dBi) (\mathrm{dBi}) Gain
(dBi) | Gain |
| :--- |
| $(\mathrm{dBi})$ | 模式
CMT
17
−
27
17
−
27
17-27 17-27
18
,
21
,
24
18
,
21
,
24
18,21,24 18,21,24 3.5
J
1
,
J
2
J
1
,
J
2
J_(1),J_(2) \mathbf{J}_{1}, \mathbf{J}_{2}
模拟自。
HFSS
Simulated from
HFSS | Simulated from |
| :--- |
| HFSS |
15.75
−
31
15.75
−
31
15.75-31 15.75-31 18,28
5
-
Measured | Measured |
| :--- |
16.26
−
32.64
16.26
−
32.64
16.26-32.64 16.26-32.64 18,28
5.4
-
Method "Bandwidth
(GHz)" "Resonance
(GHz)" "Gain
(dBi)" Modes
CMT 17-27 18,21,24 3.5 J_(1),J_(2) and
"Simulated from
HFSS" 15.75-31 18,28 5 -
"Measured" 16.26-32.64 18,28 5.4 - | Method | Bandwidth <br> $(\mathrm{GHz})$ | Resonance <br> $(\mathrm{GHz})$ | Gain <br> $(\mathrm{dBi})$ | Modes |
| :--- | :--- | :--- | :--- | :--- |
| CMT | $17-27$ | $18,21,24$ | 3.5 | $\mathbf{J}_{1}, \mathbf{J}_{2}$ and |
| Simulated from <br> HFSS | $15.75-31$ | 18,28 | 5 | - |
| Measured | $16.26-32.64$ | 18,28 | 5.4 | - |
3.3.拟议 DCS 的等效电路 图 15(a)用等效 RLC 电路表示了带有改进 T 型 DCS 的拟议 MIMO 天线。Ant1 和 Ant2 是 MIMO 天线两个辐射元件的等效电路，已在图 4(a) 中给出。T-DCS 的整体等效 RLC 值（Rt、Lt 和 Ct）使用公式 (6) 至 (10) [27]计算。
J
P
1
+
J
P
1
+
JP1^(+) J P 1^{+}
J
T
L
+
J
T
L
+
JTL^(+) J T L^{+}
J
P
1
+
J
P
1
+
JP1^(+) J P 1^{+} 3.4.拟议多输入多输出天线的参数分析 本节将根据辐射器之间的距离
(
E
L
)
E
L
(E_(L)) \left(E_{L}\right)
D
G
1
,
D
G
2
D
G
1
,
D
G
2
D_(G1),D_(G2) \mathrm{D}_{\mathrm{G} 1}, \mathrm{D}_{\mathrm{G} 2}
D
G
6
D
G
6
D_(G6) \mathrm{D}_{\mathrm{G} 6} 3.4.1.
E
L
E
L
E_(L) E_{L} 辐射器之间的距离从
0.18
λ
0
0.18
λ
0
0.18lambda_(0) 0.18 \lambda_{0}
0.42
λ
0
0.42
λ
0
0.42lambda_(0) 0.42 \lambda_{0} 从图 12（a）中可以观察到相邻元件的耦合电流。如图 12（b）所示，在 T 形 DCS 的情况下，耦合电流相对受到抑制，大部分电流都集中在 DCS 上。然而，在频率较高的 28 GHz 时，可以注意到一个微小的耦合。这种微小的耦合不会对天线性能造成太大影响；因此，T 型 DCS 被认为足以满足拟议的多输入多输出天线的要求。 如图 13 和 14 所示，通过观察辐射模式、增益和效率，进一步比较了采用拟议 T 形 DCS 的 MIMO 天线与简单 DCS 的性能。采用两种 DCS 的 MIMO 天线在 E 平面和 H 平面的辐射模式均为双向和全向辐射，与简单 DCS 相比，T 型 DCS 的增益略有提高。不过，拟议的 T 型 DCS 对交叉极化的影响很小。在 18 GHz 频率下，使用 T 型 DCS 的 MIMO 天线在 E 平面和 H 平面的交叉极化分别为 -9 dB 和 -10.6 dB，而使用简单 DCS 时则分别为 -10 dB 和 -11.5 dB。如图 13 所示，在 28 GHz 频率下，使用 T 型 DCS 时，E 平面和 H 平面的分贝分别为-18.6 dB 和-21.5 dB，而使用简单 DCS 时，E 平面和 H 平面的分贝分别为-23 dB 和-21 dB。
高交叉极化可能是由于 DCS 的无功损耗和密集 MIMO 天线中的近场效应 [35]。无功损耗会在较低频率（即 18 GHz）上造成阻抗失配，从而导致高交叉极化。所提出的 DCS 可以抑制面波耦合，从而实现更好的隔离，但在降低无功近场耦合方面效果不佳。不过，正如文献 [36] 和 [37] 所讨论的那样，有一些技术可以降低交叉极化。尽管如此，如图 14 所示，采用 S-DCS 和 T-DCS 结构的 MIMO 天线的效率已达到
93
%
93
%
93% 93 \% 形状的 DCS 接近。因此，会出现高电容耦合。随着距离的增加，隔离度提高，阻抗匹配增强。同时，增益和效率也得到提高，如图 17（b）所示。4 毫米及以上的隔离度改善不大。在 5 毫米的距离内，增益和效率略有提高。同样，两个谐振点的同极化和跨极化也有小幅改善（由于篇幅原因，未显示辐射模式）。因此，5 毫米的距离被选为最佳距离（4 毫米的距离不适合放置 SMA 连接器）。 3.4.2.
D
G
1
D
G
1
D_(G1) D_{G 1} 变量
D
G
1
D
G
1
D_(G1) D_{G 1}
1.4
mm
,
0.9
mm
,
0.4
mm
1.4
mm
,
0.9
mm
,
0.4
mm
1.4mm,0.9mm,0.4mm 1.4 \mathrm{~mm}, 0.9 \mathrm{~mm}, 0.4 \mathrm{~mm}
D
G
1
D
G
1
D_(G1) \mathrm{D}_{\mathrm{G} 1}
+
+
^(+) { }^{+} 3.4.3.
D
G
2
D
G
2
D_(G2) D_{G 2}
D
G
2
D
G
2
D_(G2) \mathrm{D}_{\mathrm{G} 2}
D
G
2
=
4.8
mm
D
G
2
=
4.8
mm
D_(G2)=4.8mm \mathrm{D}_{\mathrm{G} 2}=4.8 \mathrm{~mm} 3.4.4.
D
G
6
D
G
6
D_(G6) D_{\mathrm{G} 6} 变量
D
G
6
D
G
6
D_(G6) \mathrm{D}_{\mathrm{G} 6}
D
G
6
D
G
6
D_(G6) \mathrm{D}_{\mathrm{G} 6} 14
AEUE - International Journal of Electronics and Communications 177 (2024) 155209
(a)
图 24.拟议天线的归一化模拟和测量辐射图。(a) E 平面，和 (b) H 平面。 图 25.拟议多输入多输出天线的增益和效率图。 电感电抗抵消了电容电抗。从图 20（a）中可以观察到良好的阻抗。在图 20（b）中，增益和效率响应随着频率的增加呈线性增长。
通过上述参数分析，我们选择了
E
L
=
5
mm
,
D
G
1
=
0.9
mm
,
D
G
2
=
4.7
mm
E
L
=
5
mm
,
D
G
1
=
0.9
mm
,
D
G
2
=
4.7
mm
E_(L)=5mm,D_(G1)=0.9mm,D_(G2)=4.7mm \mathrm{E}_{\mathrm{L}}=5 \mathrm{~mm}, \mathrm{D}_{\mathrm{G} 1}=0.9 \mathrm{~mm}, \mathrm{D}_{\mathrm{G} 2}=4.7 \mathrm{~mm}
=
3
mm
=
3
mm
=3mm =3 \mathrm{~mm} 4.结果和讨论 4.1.|S参数和辐射模式 拟议的双元件 MIMO 天线辐射器对称放置，彼此边缘距离为
0.18
λ
0
0.18
λ
0
0.18lambda_(0) 0.18 \lambda_{0}
0.37
λ
0
×
0.78
λ
0
0.37
λ
0
×
0.78
λ
0
0.37lambda_(0)xx0.78lambda_(0) 0.37 \lambda_{0} \times 0.78 \lambda_{0}
<
4
<
4
< 4 <4 在我们的设计中，散热器槽宽为 0.1 毫米，可用的制造分辨率为
>
6
>
6
> 6 >6
(a)
(b)
图 26.多输入多输出天线的模拟和测量分集参数。(a) ECC 和 DG，(b) CCL 和 TARC，以及 (d) MEG。
图 27.拟议的 MIMO 天线在移动箱内的 3D 展示。 如图 21(b)所示，原型是通过多次迭代和精确校准实现的。这里使用的连接器是 Jonhson 2.4 mm 端部发射 SMA（147-0701-261），工作频率高达 50 GHz [38]（图 21©）。S 参数使用安立 VNA 进行测量，频率范围为 1 MHz 至 40 GHz。图 22 显示了电波暗室中的辐射模式测量装置。图 23 展示了模拟和测量的 S 参数图。模拟和测量带宽分别为
15.25
GHz
(
15.75
−
31
GHz
)
15.25
GHz
(
15.75
−
31
GHz
)
15.25GHz(15.75-31GHz) 15.25 \mathrm{GHz}(15.75-31 \mathrm{GHz})
16.38
GHz
(
16.26
−
32.64
16.38
GHz
(
16.26
−
32.64
16.38GHz(16.26-32.64 16.38 \mathrm{GHz}(16.26-32.64 千兆赫）。在整个频段内，模拟和测量的隔离度均为 20 dB。尽管在制造过程中进行了尽可能好的校准，但在辐射器上还是漏刻了一个水平槽（图 3 中的
S
L
1
S
L
1
S_(L1) \mathrm{S}_{\mathrm{L} 1} 拟议的 MIMO 天线在 E 平面和 H 平面上具有双向和全向辐射模式，如图 24 所示。E 平面在 18 GHz 时的模拟和测量半功率波束宽度（HPBW）分别为
69
∘
69
∘
69^(@) 69^{\circ}
50
∘
50
∘
50^(@) 50^{\circ}
62
∘
62
∘
62^(@) 62^{\circ}
54
∘
54
∘
54^(@) 54^{\circ} 设计的多输入多输出天线已通过各种分集指标进行了评估。包络相关系数（ECC）定义了多输入多输出（MIMO）天线各个元件接收到的能量的相关性。 图 28.移动装置内部和周围的电场分布以及由此产生的 S 参数。(a) XY 平面，(b) YZ 平面，© XZ 平面，(d) S 参数。 图 29.将拟议天线置于移动外壳内时的三维和二维辐射图。(a)和(b) 是 18 和 28 千兆赫时的三维图。(a)和(b) 为 18 和 28 千兆赫时的三维图。 在我们的例子中，我们使用从 MIMO 天线[39]获得的辐射模式曲线来计算。这是在天线处于接收模式时考虑的。性能受损 由于来自附近元件的表面波耦合。因此，较高的 ECC 意味着接收信号高度相关；因此，可接受的 ECC 为
<
0.5
<
0.5
< 0.5 <0.5
(a)
(b)
图 30.估算链路余量的城市模型模拟设置。(a) 模型的二维表示法。(b) 模型的三维表示法。
ECC为
<
0.05
<
0.05
< 0.05 <0.05
<
0.22
<
0.22
< 0.22 <0.22 信道容量损耗（CCL）是指在衰减环境中以低损耗传输/接收信号信息，其单位为比特/秒/赫兹，可接受限值为
<
0.5
b
/
s
/
Hz
<
0.5
b
/
s
/
Hz
< 0.5b//s//Hz <0.5 \mathrm{~b} / \mathrm{s} / \mathrm{Hz}
<
0.25
b
/
s
/
Hz
<
0.25
b
/
s
/
Hz
< 0.25b//s//Hz <0.25 \mathrm{~b} / \mathrm{s} / \mathrm{Hz}
(b)
图 31.18 GHz 频率下带有手机外壳的拟议天线的链路预算估算。(b) 二维表示法。 零。图 26© 中的 MEG 结果表明，每个端口的功率都是
<
−
3
dB
<
−
3
dB
< -3dB <-3 \mathrm{~dB} 天线在手机外壳内的位置和位置对其性能至关重要。此外，所使用的外壳材料也会对天线性能产生重大影响。最初决定这些参数的是电路工程师，而不是天线工程师。在我们的案例中，不锈钢外壳大大降低了天线的性能。因此，我们考虑使用介电常数为 2.7 的塑料 PVC 材料和顶部介电常数为 2.5 的玻璃层 PTFE 材料进行分析。移动外壳的尺寸为长 150 毫米、宽 70 毫米、厚 5 毫米。如图 27(a)所示，拟议的两元件 MIMO 天线放置在移动外壳的左上角，方向为
−
90
∘
−
90
∘
-90^(@) -90^{\circ} 移动装置内部和周围的电场分布如图 28（a-c）所示。这表明高电场集中在天线附近和靠近框架的地方。电场强度沿移动电话的下侧（负 Y 轴）逐渐减弱。有了适当的屏蔽，对印刷电路板（PCB）的干扰将降到最低。由于天线靠近机架，电场反弹影响了隔离度
|
S
21
|
|
S
21
|
|S21| |\mathrm{S} 21| 表 2 拟议天线与现有设计的比较。
参考文献 天线类型 10 分 Res.In GHz 波长（千兆赫 增益（dBi
Iso.
|
S
21
|
in
d
B
Iso.
|
S
21
|
in
d
B
{:[" Iso. "|S 21|],[" in "dB]:} \begin{aligned} & \text { Iso. }|S 21| \\ & \text { in } d B \end{aligned} 斯卡 ECC
DG
b
/
b
/
b// \mathrm{b} /
s
/
Hz
s
/
Hz
s//Hz \mathrm{s} / \mathrm{Hz} 分贝 TARC MEG （分贝 LM
[44]
平面
2.68
λ
0
×
1.12
λ
0
2.68
λ
0
×
1.12
λ
0
{:[2.68lambda_(0)xx],[1.12lambda_(0)]:} \begin{aligned} & 2.68 \lambda_{0} \times \\ & 1.12 \lambda_{0} \end{aligned} 28/38
26
−
30
/
36
−
41.5
26
−
30
/
36
−
41.5
{:[26-30//],[36-41.5]:} \begin{aligned} & 26-30 / \\ & 36-41.5 \end{aligned}
5.2
/
5.3
5.2
/
5.3
5.2//5.3 5.2 / 5.3 20*
是
<
10
−
5
<
10
−
5
< 10^(-5) <10^{-5} -
-
-
-
没有
[45]
平面
1.11
λ
0
×
0.52
λ
0
1.11
λ
0
×
0.52
λ
0
{:[1.11lambda_(0)xx],[0.52lambda_(0)]:} \begin{aligned} & 1.11 \lambda_{0} \times \\ & 0.52 \lambda_{0} \end{aligned} 29
28.75-29.75
4.7
18
是
<
0.35
<
0.35
< 0.35 <0.35 10
-
-
-
没有
[46]
平面
5.79
λ
0
×
6.8
λ
0
5.79
λ
0
×
6.8
λ
0
{:[5.79lambda_(0)xx],[6.8lambda_(0)]:} \begin{aligned} & 5.79 \lambda_{0} \times \\ & 6.8 \lambda_{0} \end{aligned} 25.5
25-35
13
25
是
<
0.1
<
0.1
< 0.1 <0.1
9.96
9.96
9.96 9.96
<
0.5
<
0.5
< 0.5 <0.5
<
−
10
<
−
10
< -10 <-10
<
−
6
<
−
6
< -6 <-6 没有
[47]
平面
1.75
λ
0
×
1.75
λ
0
1.75
λ
0
×
1.75
λ
0
{:[1.75lambda_(0)xx],[1.75lambda_(0)]:} \begin{aligned} & 1.75 \lambda_{0} \times \\ & 1.75 \lambda_{0} \end{aligned}
28
/
33
/
37
28
/
33
/
37
{:[28//33//],[37]:} \begin{aligned} & 28 / 33 / \\ & 37 \end{aligned}
25.5
−
33
/
36
−
38.5
25.5
−
33
/
36
−
38.5
{:[25.5-33//],[36-38.5]:} \begin{aligned} & 25.5-33 / \\ & 36-38.5 \end{aligned} 7.5
24
∗
∗
24
∗
∗
24^(****) 24^{* *} 是 -
-
-
-
-
没有
[48]
平面
2.7
λ
0
×
1.7
λ
0
2.7
λ
0
×
1.7
λ
0
{:[2.7lambda_(0)xx],[1.7lambda_(0)]:} \begin{aligned} & 2.7 \lambda_{0} \times \\ & 1.7 \lambda_{0} \end{aligned} 18/22
17-28
NA
18
是
<
0.004
<
0.004
{:[ < ],[0.004]:} \begin{aligned} & < \\ & 0.004 \end{aligned} 10
-
-
-
没有
[49]
平面
2.17
λ
0
×
1.6
λ
0
2.17
λ
0
×
1.6
λ
0
{:[2.17lambda_(0)xx],[1.6lambda_(0)]:} \begin{aligned} & 2.17 \lambda_{0} \times \\ & 1.6 \lambda_{0} \end{aligned} 25
23-40
7.5
25
是
<
0.001
<
0.001
{:[ < ],[0.001]:} \begin{aligned} & < \\ & 0.001 \end{aligned} -
-
-
-
没有
建议 平面
0.78
λ
0
×
0.36
λ
0
0.78
λ
0
×
0.36
λ
0
{:[0.78lambda_(0)xx],[0.36lambda_(0)]:} \begin{aligned} & 0.78 \lambda_{0} \times \\ & 0.36 \lambda_{0} \end{aligned} 18/28
16.26-32.64
3.5
/
5.4
3.5
/
5.4
3.5//5.4 3.5 / 5.4 20
是 < 0.22
> 9.6
< 0.25
<-10
<
−
4.3
<
−
4.3
< -4.3 <-4.3 是
Ref Antenna Type Dim in 10 Res. In GHz BW in GHz Gain in dBi " Iso. |S 21|
in dB" Sca. ECC DG CCL in b// s//Hz TARC in dB MEG in dB LM
[44] Planar "2.68lambda_(0)xx
1.12lambda_(0)" 28/38 "26-30//
36-41.5" 5.2//5.3 20* Yes < 10^(-5) - - - - No
[45] Planar "1.11lambda_(0)xx
0.52lambda_(0)" 29 28.75-29.75 4.7 18 Yes < 0.35 10 - - - No
[46] Planar "5.79lambda_(0)xx
6.8lambda_(0)" 25.5 25-35 13 25 Yes < 0.1 9.96 < 0.5 < -10 < -6 No
[47] Planar "1.75lambda_(0)xx
1.75lambda_(0)" "28//33//
37" "25.5-33//
36-38.5" 7.5 24^(****) Yes - - - - - No
[48] Planar "2.7lambda_(0)xx
1.7lambda_(0)" 18/22 17-28 NA 18 Yes " <
0.004" 10 - - - No
[49] Planar "2.17lambda_(0)xx
1.6lambda_(0)" 25 23-40 7.5 25 Yes " <
0.001" - - - - No
Proposed Planar "0.78lambda_(0)xx
0.36lambda_(0)" 18/28 16.26-32.64 3.5//5.4 20 Yes < 0.22 > 9.6 < 0.25 <-10 < -4.3 Yes | Ref | Antenna Type | Dim in 10 | Res. In GHz | BW in GHz | Gain in dBi | $\begin{aligned} & \text { Iso. }\|S 21\| \\ & \text { in } d B \end{aligned}$ | Sca. | ECC | DG | CCL in $\mathrm{b} /$ $\mathrm{s} / \mathrm{Hz}$ | TARC in dB | MEG in dB | LM |
| :---: | :---: | :---: | :---: | :---: | :---: | :---: | :---: | :---: | :---: | :---: | :---: | :---: | :---: |
| [44] | Planar | $\begin{aligned} & 2.68 \lambda_{0} \times \\ & 1.12 \lambda_{0} \end{aligned}$ | 28/38 | $\begin{aligned} & 26-30 / \\ & 36-41.5 \end{aligned}$ | $5.2 / 5.3$ | 20* | Yes | $<10^{-5}$ | - | - | - | - | No |
| [45] | Planar | $\begin{aligned} & 1.11 \lambda_{0} \times \\ & 0.52 \lambda_{0} \end{aligned}$ | 29 | 28.75-29.75 | 4.7 | 18 | Yes | $<0.35$ | 10 | - | - | - | No |
| [46] | Planar | $\begin{aligned} & 5.79 \lambda_{0} \times \\ & 6.8 \lambda_{0} \end{aligned}$ | 25.5 | 25-35 | 13 | 25 | Yes | $<0.1$ | $9.96$ | $<0.5$ | $<-10$ | $<-6$ | No |
| [47] | Planar | $\begin{aligned} & 1.75 \lambda_{0} \times \\ & 1.75 \lambda_{0} \end{aligned}$ | $\begin{aligned} & 28 / 33 / \\ & 37 \end{aligned}$ | $\begin{aligned} & 25.5-33 / \\ & 36-38.5 \end{aligned}$ | 7.5 | $24^{* *}$ | Yes | - | - | - | - | - | No |
| [48] | Planar | $\begin{aligned} & 2.7 \lambda_{0} \times \\ & 1.7 \lambda_{0} \end{aligned}$ | 18/22 | 17-28 | NA | 18 | Yes | $\begin{aligned} & < \\ & 0.004 \end{aligned}$ | 10 | - | - | - | No |
| [49] | Planar | $\begin{aligned} & 2.17 \lambda_{0} \times \\ & 1.6 \lambda_{0} \end{aligned}$ | 25 | 23-40 | 7.5 | 25 | Yes | $\begin{aligned} & < \\ & 0.001 \end{aligned}$ | - | - | - | - | No |
| Proposed | Planar | $\begin{aligned} & 0.78 \lambda_{0} \times \\ & 0.36 \lambda_{0} \end{aligned}$ | 18/28 | 16.26-32.64 | $3.5 / 5.4$ | 20 | Yes | < 0.22 | > 9.6 | < 0.25 | <-10 | $<-4.3$ | Yes |
* 断开接地， ** 仅为模拟。
图 28(d)。不过，反射系数 |S11| 并没有受到太大影响。另一方面，如图 29 所示，由于外壳和所用材料的不同，对辐射模式的影响很小。因此，辐射模式有变化，增益也有增加，在 18 和 28 GHz 时分别达到 11.6 和 8.7 dBi 的最大值。增益的变化是由于各频段的阻抗不同造成的。
5.链接预算估算 在毫米波中，传播信号的衰减非常明显，路径损耗指数为
>
2
>
2
> 2 >2
100
×
100
m
2
100
×
100
m
2
100 xx100m^(2) 100 \times 100 \mathrm{~m}^{2}
12
∘
12
∘
12^(@) 12^{\circ} 图 30(b) 描述了在 HFSS savant 中使用公式 (21) 估算接收信号 (
P
R
X
P
R
X
P_(RX) P_{R X}
P
R
X
=
P
T
X
(
d
B
)
+
G
T
X
(
d
B
)
+
G
R
X
(
d
B
)
−
L
M
(
d
B
)
P
R
X
=
P
T
X
(
d
B
)
+
G
T
X
(
d
B
)
+
G
R
X
(
d
B
)
−
L
M
(
d
B
)
P_(RX)=P_(TX)(dB)+G_(TX)(dB)+G_(RX)(dB)-L_(M)(dB) P_{R X}=P_{T X}(d B)+G_{T X}(d B)+G_{R X}(d B)-L_{M}(d B) 其中，
G
T
X
G
T
X
G_(TX) G_{T X}
G
R
X
G
R
X
G_(RX) G_{R X}
L
M
L
M
L_(M) L_{M}
L
M
(
d
B
)
=
P
R
X
−
R
Q
R
L
M
(
d
B
)
=
P
R
X
−
R
Q
R
LM(dB)=P_(RX)-RQ_(R) L M(d B)=P_{R X}-R Q_{R}
R
Q
R
R
Q
R
RQ_(R) R Q_{R}
(
E
b
/
N
0
)
E
b
/
N
0
(E_(b)//N_(0)) \left(E_{b} / N_{0}\right)
290
K
(
T
)
290
K
(
T
)
290K(T) 290 \mathrm{~K}(T)
R
Q
R
(
d
B
)
=
E
B
N
(
d
B
)
+
K
T
+
B
(
d
B
)
0
R
Q
R
(
d
B
)
=
E
B
N
(
d
B
)
+
K
T
+
B
(
d
B
)
0
RQ_(R)(dB)=(E_(B))/(N)(dB)+KT+B(dB)_(0) R Q_{R}(d B)=\frac{E_{B}}{N} \underset{0}{(d B)+K T+B(d B)} 图 31 显示了不同比特率下 18 GHz 的链路预算估算。假设链路裕度为 0 dB 时，误码率较低 拟议的天线可在 42 米至 65 米之间传输高达 10 Gbps 的数据。这同样取决于周围环境。在这个距离上，接收器具有清晰的 LOS 条件，因此可以达到 10 Gbps 的速率。然而，在 87 米的距离上，由于建筑物造成的阴影效应，接收器的速度明显下降。此外，由于多径效应，链路裕度估计值也会激增。尽管如此，考虑到所有的恶化条件，天线仍能有效地传输 1 Gbps 的数据。以下是本文得出的一般结论：(i) 随着距离的增加，路径损耗增大，链路裕度随之减小。(ii) 此外，随着频率从 18 千兆赫增至 28 千兆赫，路径损耗指数增加，导致接收信号和链路裕度降低。(iii) 随着比特率（Br）相对于距离的增加，链路余量也随之减少。 6.比较分析 表 2 列出了拟议的 MIMO 天线与现有设计的性能比较。分析表明，与其他结构相比，拟议的天线结构紧凑。该天线还实现了相对较好的带宽、增益和隔离度。表格中的大多数设计都是对称结构，可以自由扩展到 n 个元件，包括拟议的天线。拟议的天线符合大多数分集指标，并进行了链路预算分析，这是其他设计所没有的。
7.结论 文章介绍了尺寸为
0.78
λ
0
×
0.36
λ
0
0.78
λ
0
×
0.36
λ
0
0.78lambda_(0)xx0.36lambda_(0) 0.78 \lambda_{0} \times 0.36 \lambda_{0}
26.5
−
40
GHz
26.5
−
40
GHz
26.5-40GHz 26.5-40 \mathrm{GHz}
>
20
dB
>
20
dB
> 20dB >20 \mathrm{~dB} 
