Thèse de fin d’études (Design) 2025

Titre : Conception et simulation d’un système de contrôle sans capteur pour moteur à courant continu sans balais

Majeure et classe : Génie électrique et automatisation 2021 Électronique de puissance Classe 2

Carte d’étudiant : 2103180422

Nom de l’étudiant : Zhai Guangchuan

Premier superviseur : Li Zicheng

Titre du superviseur : Professeur

Deuxième superviseur

Titre de superviseur

Nom du collège : École de génie électrique et de l’information

Date d’achèvement : 20 mai 2025

Conception et simulation d’un système de contrôle sans capteur pour moteur à courant continu sans balais

Conception et simulation d’un système de contrôle sans capteur pour moteur à courant continu sans balais

 Nom de l’étudiant : Zhai Guangchuan

Premier superviseur : Professeur Li Zicheng

Deuxième superviseur

Abstrait

Cet article étudie principalement la conception et la simulation d’un système de contrôle sans capteur pour les moteurs à courant continu sans balais (BLDCM). Dans la production industrielle, les BLDCM sont largement utilisés dans l’électronique automobile, les appareils ménagers et d’autres domaines en raison de leurs avantages de performances de démarrage élevées, de large plage de vitesse et de rendement élevé. Cependant, les méthodes traditionnelles de contrôle des capteurs de position augmentent les coûts de fabrication et la complexité du système, de sorte que la technologie de contrôle sans capteur est devenue un haut lieu de la recherche.

Cet article présente d’abord la structure de base et le principe de fonctionnement de BLDCM, y compris la méthode de commutation en six étapes et le modèle mathématique. Il détaille la méthode d’estimation de position basée sur la force électromotrice arrière, applique les principes du démarrage en trois étapes, de la régulation de vitesse PWM et du double contrôle PI en boucle fermée courant-vitesse, et effectue une modélisation de simulation et une analyse des résultats dans Simulink de MATLAB pour vérifier la fiabilité et la capacité de réponse dynamique de cette stratégie. De plus, une stratégie de contrôle de l’observateur en mode quasi-glissant basée sur la CEM en retour de ligne est proposée, en utilisant une fonction de saturation au lieu de la fonction de signe traditionnelle pour supprimer efficacement le problème de broutage à haute fréquence de l’observateur en mode glissant (SMO), et la simulation vérifie l’efficacité de cette méthode dans l’amélioration de la précision de l’estimation de la position et de la stabilité du système. Les résultats montrent que l’optimisation de la stratégie de contrôle sans capteur peut améliorer efficacement les performances de contrôle des moteurs à courant continu sans balais.

Mots-clés : Moteur à courant continu sans balais ; Contrôle sans capteur ; commutation en six étapes ; Force électromotrice arrière ; Observateur en mode coulissant

ABSTRAIT

Cet article se concentre principalement sur la conception et la simulation d’un système de contrôle sans capteur pour moteur à courant continu sans balais (BLDCM). Dans la production industrielle, BLDCM est largement utilisé dans l’électronique automobile, les appareils électroménagers et d’autres domaines en raison de ses avantages de performances de démarrage élevées, d’une large plage de régulation de vitesse et d’un rendement élevé. Cependant, la méthode traditionnelle de contrôle par capteur de position augmente les coûts de fabrication et la complexité du système, de sorte que la technologie de contrôle sans capteur est devenue un haut lieu de la recherche.

Cet article présente d’abord la structure de base et le principe de fonctionnement de BLDCM, y compris la méthode de commutation en six étapes et le modèle mathématique. Il analyse ensuite en détail la méthode d’estimation de position basée sur la force électromotrice arrière (CEM), par le biais d’un démarrage en trois étapes, d’une régulation de vitesse PWM et d’un principe de contrôle PI en boucle fermée double courant-vitesse, et effectue une modélisation de simulation et une analyse des résultats dans Simulink de MATLAB pour vérifier la fiabilité et la capacité de réponse dynamique de cette stratégie. De plus, une stratégie de contrôle de l’observateur en mode quasi lisse basée sur la CEM en retour de ligne est proposée, qui utilise la fonction de saturation au lieu de la fonction de signe traditionnelle pour supprimer efficacement le problème de broutage à haute fréquence de l’observateur en mode glissant (SMO), et la simulation vérifie l’efficacité de cette méthode dans l’amélioration de la précision de l’estimation de la position et de la stabilité du système.

Mots :BLDCM ; Contrôle sans capteur ; commutation en six étapes ; Contre-EMF ; Observateur en mode glissant (SMO)

Contenu

Résumé III 

RÉSUMÉ IV 

Chapitre 1 Introduction 1 

1.1 Contexte et importance du sujet 1 

1.2 Développement du BLDCM 2 

1.3 État de la recherche sur la technologie de contrôle sans capteur BLDCM 3 

1.4 Disposition du chapitre 5 

Chapitre 2 Principe de fonctionnement et modèle mathématique du BLDCM 7 

2.1 Structure du système BLDCM 7 

2.2 Méthode de commutation en six étapes BLDCM 10 

2.3 Modèle mathématique BLDCM 12 

2.4 Résumé du chapitre 13 

Chapitre 3 Estimation et simulation de position basées sur la force électromotrice 13 

3.1 Principe de fonctionnement du démarrage en trois étapes 15 

3.2 Principe de régulation de la vitesse PWM 15 

3.3 Principe 17 du PID 

3.4 Principe d’estimation de la position de la détection du passage à zéro par champs électromagnétiques arrière 18 

3.5 Simulation Simulink, modélisation et analyse 19 

3.6 Analyse des résultats de simulation 24 

3.7 Analyse de simulation de la CEM arrière du stator et de la mesure du courant 27 

3.8 Résumé du chapitre 29 

Chapitre 4 Détection et simulation de position quasi-SMO sur la base de la force électromotrice 31 

4.1 Principe d’estimation de la position de la détection du passage à zéro par champs électromagnétiques en retour 31 

4.2 Principe de contrôle des OGM 32 

4.3 Principe de fonctionnement des quasi-PMO 34 

4.4 Conception du Quasi-SMO 35 

4.5 Modélisation et analyse de simulation Simulink 36 

4.6 Analyse des résultats de simulation 42 

4.7 Résumé du chapitre 45 

Résumé 47 

Références 48 

Remerciements 49 

Introduction

Contexte et importance du sujet

En tant que dispositif central de conversion de l’énergie électrique en énergie mécanique, les moteurs ont pénétré tous les domaines de l’économie nationale et de la vie sociale [1]. Comme le montre la figure 1.1, diverses formes techniques ont été dérivées en fonction de différents scénarios d’application [2], notamment les moteurs synchrones, les moteurs asynchrones, les moteurs à courant continu et les moteurs à réluctance. Dans les systèmes d’entraînement nécessitant des performances de démarrage élevées et une large plage de vitesse, les moteurs à courant continu traditionnels dominaient autrefois en raison de leurs excellentes caractéristiques de régulation de la vitesse et de leur efficacité de fonctionnement. Cependant, limités par le mécanisme de commutation mécanique des balais, ces moteurs ont longtemps été confrontés à des problèmes tels que l’usure mécanique, le bruit de commutation, la décharge d’étincelle et les interférences électromagnétiques, entraînant des coûts de maintenance élevés et une durée de vie limitée. Par conséquent, le développement de nouveaux moteurs à haute performance est devenu la clé pour résoudre ces problèmes [3].

Figure 1.1 Schéma physique du BLDCM

Ces dernières années, avec les percées dans la théorie du contrôle automatique, la technologie de l’électronique de puissance et l’industrie des semi-conducteurs, en particulier l’application d’ingénierie de matériaux à aimants permanents haute performance, la technologie des moteurs à aimants permanents a connu un développement rapide. Selon différentes méthodes de contrôle de conduite et principes de couplage électromagnétique, il peut être subdivisé en moteurs synchrones à aimants permanents (PMSM) et moteurs à courant continu sans balais (BLDCM). Parmi eux, les moteurs à courant continu sans balais, avec leurs caractéristiques EMF arrière quasi-trapézoïdales, simplifient la structure de contrôle tout en atteignant une densité de puissance et des capacités de sortie de couple plus élevées, montrant des avantages techniques significatifs et étant largement utilisés dans de nombreux domaines aujourd’hui. Dans le domaine de l’électronique automobile, il est utilisé dans des composants clés tels que les systèmes de direction assistée électrique, les pompes à eau automobiles et les pompes à huile [4]. Par exemple, dans les systèmes de direction assistée électrique, les moteurs à courant continu sans balais peuvent fournir une assistance rapide et précise en fonction de l’état de conduite du véhicule et des intentions de conduite du conducteur, améliorant ainsi considérablement le confort de conduite et la sécurité. Dans le domaine de l’électroménager, comme les climatiseurs et les machines à laver, les moteurs à courant continu sans balais occupent également une place importante. Si l’on prend l’exemple des climatiseurs, les moteurs du compresseur et du ventilateur sont entraînés par des moteurs à courant continu sans balais, qui peuvent réaliser un fonctionnement efficace et économe en énergie, réduire efficacement la consommation d’énergie et améliorer les performances globales des appareils ménagers.

BLDCM présente de nombreux avantages non négligeables. D’une part, il est très efficace. Par rapport aux moteurs à courant continu à balais traditionnels, BLDCM élimine la structure de commutation mécanique et adopte la commutation électronique, ce qui réduit les pertes d’énergie et améliore l’efficacité de conversion d’énergie du moteur. D’autre part, il a une fiabilité extrêmement élevée. Comme il n’y a pas de frottement mécanique entre la brosse et le collecteur, les pannes causées par l’usure des balais sont évitées, ce qui prolonge considérablement la durée de vie du moteur et réduit en conséquence les coûts de maintenance.

La technologie de contrôle sans capteur est d’une grande importance pour le développement du BLDCM [5]. Les méthodes traditionnelles de contrôle des capteurs de position nécessitent l’installation de capteurs de position à l’intérieur du moteur, ce qui augmente non seulement le coût de fabrication du moteur, mais rend également la structure du moteur plus complexe et réduit la fiabilité du système. La technologie de contrôle sans capteur obtient les informations de position du rotor en détectant la force électromotrice arrière, le courant de phase et d’autres signaux électriques du moteur, afin de réaliser le contrôle de commutation du moteur. Cette technologie permet non seulement de réduire les coûts, mais aussi d’améliorer la fiabilité du système, ce qui rend les moteurs à courant continu sans balais plus adaptés aux applications avec des exigences élevées en matière de coût, de taille et de fiabilité.

Cet article vise à analyser en profondeur la stratégie actuelle de contrôle sans capteur des moteurs à courant continu sans balais, à explorer les problèmes et les lacunes existants, et à proposer des solutions pratiques sur cette base pour améliorer de manière exhaustive les performances du contrôle sans capteur des moteurs à courant continu sans balais. Bien que la technologie de commande sans capteur pour les moteurs à courant continu sans balais ait fait quelques progrès, elle est encore confrontée à de nombreux défis dans les applications pratiques. Par exemple, il est relativement difficile d’obtenir la position initiale du rotor du moteur dans des états statiques ou à basse vitesse ; l’observateur présente certaines erreurs dans le suivi de la vitesse et l’estimation de la position du rotor ; Il a un degré élevé de dépendance vis-à-vis des logiciels et du matériel. Dans différentes conditions de travail, les stratégies de contrôle existantes fonctionnent de manière inégale en termes de précision de contrôle, de vitesse de réponse et de capacité anti-interférence. Grâce à une analyse approfondie des stratégies de contrôle existantes, il est utile de mieux comprendre les avantages et les inconvénients des différentes stratégies et de jeter des bases solides pour proposer des plans d’amélioration. Après avoir proposé des plans d’amélioration, des vérifications théoriques et des tests expérimentaux sont menés pour améliorer les performances du contrôle sans capteur des moteurs à courant continu sans balais [6].

Développement de BLDCM

1.2.1 Développement de la structure BLDCM

Le développement de la structure BLDCM a connu une transition historique de la commutation mécanique à la commutation électronique, ainsi qu’une évolution d’une conception unique à une structure diversifiée. Ses principales percées se concentrent sur l’optimisation de la disposition des aimants permanents du rotor, l’innovation de la topologie de l’enroulement du stator et les mises à jour de la technologie de détection de position, formant trois lignes principales tout au long de l’itération technologique.

La période de 1950 à 1970 a été une période de transition de la commutation mécanique à la commutation électronique. En 1955, l’équipe de D. Harrison aux États-Unis a d’abord proposé une solution brevetée pour remplacer les balais mécaniques traditionnels par des circuits de commutation à transistor, mais elle n’était pas pratique en raison de l’absence de technologie de détection de la position du rotor. Ce n’est qu’en 1962 que TG Wilson et PH Tricky ont développé avec succès le premier moteur à courant continu sans balais pratique, qui permettait de surveiller en temps réel la position du rotor en intégrant des capteurs à effet Hall, et a construit une structure prototype composée d’un rotor à aimant permanent, d’un enroulement triphasé en étoile/stator delta et d’un système de retour de capteur à effet Hall. Au cours de cette période, le moteur a adopté la technologie d’enroulement concentré à pas complet pour produire une forme d’onde EMF arrière trapézoïdale, qui, bien qu’avec une puissance de sortie limitée, a jeté les bases de scénarios d’application à basse vitesse et à couple élevé.

De 1980 à 2000, des ruptures technologiques et un développement diversifié sont réalisés [7]. L’application à grande échelle de matériaux à aimants permanents de terres rares, tels que le néodyme, le fer, le bore, est devenue la principale force motrice à ce stade. L’amélioration de la densité d’énergie magnétique a permis au moteur de réaliser des sauts en matière de miniaturisation et d’efficacité énergétique. Dans le même temps, une technologie innovante d’enroulement de stator a été adoptée, utilisant des enroulements distribués et à pas court pour supprimer efficacement l’ondulation du couple et améliorer les performances de dissipation thermique. La structure du rotor présente principalement trois voies techniques : les pôles magnétiques montés en surface, encastrés et en forme d’anneau. Dans les années 1990, l’émergence de moteurs à aimants permanents à stator tels que DSPM, FRPM et FSPM a subverti le paradigme de conception traditionnel, en transférant les aimants permanents du côté du stator, de sorte que le rotor n’assume que le rôle de conduction magnétique, résolvant fondamentalement le goulot d’étranglement de dissipation thermique et les problèmes de stabilité mécanique dans des conditions de vitesse élevée.

Depuis 2010, la conception structurelle se caractérise par le raffinement et la fonctionnalisation. Il est subdivisé en structures de rotor internes et externes : la structure du rotor interne adopte une conception d’enroulement de stator externe pour améliorer l’efficacité de la dissipation de chaleur et domine le domaine des systèmes d’asservissement industriels ; Alors que la structure du rotor externe présente les caractéristiques d’une densité de couple élevée conférée par des aimants permanents externes et est largement utilisée dans les ventilateurs, les moteurs de moyeu et d’autres occasions. De plus, la conception multipolaire et multi-fentes améliore considérablement la densité de couple et la précision du contrôle en augmentant le nombre de pôles et d’enroulements. La technologie sans capteur remplace les capteurs à effet Hall traditionnels par des algorithmes d’observation des champs électromagnétiques et d’analyse harmonique, réduisant ainsi la complexité du système et les coûts de fabrication. L’avenir se développera vers l’intelligence, la numérisation, la fabrication verte, l’ultra-haut débit et la miniaturisation.

1.2.2 Développement de la technologie de contrôle BLDCM

La technologie de contrôle BLDCM a fait l’objet de décennies de développement, depuis le contrôle initial basé sur des circuits matériels jusqu’au système intelligent actuel intégrant l’intelligence artificielle. Cette avancée technologique a profondément affecté le développement des performances des moteurs et l’élargissement des scénarios d’application. D’un point de vue technique, cette évolution peut être divisée en trois étapes clés : Des années 1970 aux années 1990, les systèmes de contrôle reposaient sur des circuits analogiques, utilisant des capteurs à effet Hall et des stratégies de commutation en six étapes pour obtenir une régulation de vitesse de base. Cependant, les limites du matériel ont entraîné des problèmes tels qu’une ondulation de couple importante et de mauvaises performances anti-interférences. Au début du 21e siècle, l’adoption généralisée des microcontrôleurs (MCU) et des processeurs de signaux numériques (DSP) a favorisé la transition vers des algorithmes de contrôle basés sur des logiciels. L’application de la modulation de largeur d’impulsion vectorielle spatiale (SVPWM) et des technologies de contrôle PID flou a considérablement amélioré la vitesse de réponse dynamique et le taux d’utilisation de l’énergie du système. Après 2010, l’intégration de la technologie de l’intelligence artificielle (IA) a complètement changé les stratégies de contrôle. Les algorithmes de réseau neuronal optimisent les capacités d’ajustement des paramètres, tandis que la technologie sans capteur remplace les capteurs à effet Hall traditionnels en utilisant l’estimation de la force électromotrice inverse ou la détection de la différence de tension de ligne. Les méthodes de contrôle bimode combinent les avantages des systèmes basés et sans capteurs pour améliorer la stabilité et l’adaptabilité du système dans des conditions de fonctionnement complexes.

État de la recherche sur la technologie de contrôle sans capteur BLDCM

Retour EMF Méthode de détection du passage à zéro

Cette méthode dispose d’un cadre technique mature et d’une large applicabilité d’ingénierie, et constitue le schéma de reconnaissance de phase le plus courant dans les applications industrielles. Son principe de base est d’utiliser les caractéristiques de la force électromotrice arrière trapézoïdale pour surveiller la forme d’onde de tension de l’enroulement de phase non conducteur. Lorsqu’un point de passage à zéro est détecté, une commande de commutation est déclenchée avec un retard de 30° d’angle électrique. Étant donné que la force électromotrice arrière est difficile à mesurer directement, les applications pratiques utilisent généralement la relation entre la force électromotrice arrière et la tension aux bornes pour calculer le point de passage à zéro de la force électromotrice arrière [8]. Ses avantages incluent une structure matérielle simple, ne nécessitant que la détection de tension ou de courant sans capteurs supplémentaires, de sorte que le coût du système est faible et la fiabilité est élevée, ce qui le rend adapté au fonctionnement à moyenne et haute vitesse. Cependant, à l’arrêt ou à basse vitesse, la CEM arrière est petite et difficile à détecter avec précision. Et afin de réduire les interférences à haute fréquence causées par les signaux PWM, le filtrage est nécessaire, mais cela introduit un déphasage qui doit être compensé dynamiquement, ce qui augmente la complexité du système de contrôle.

Retour Méthode de la troisième harmonique EMF

Cette méthode utilise des transformations mathématiques pour décomposer les composantes harmoniques de la force électromotrice arrière, et utilise la différence de phase fixe entre la troisième harmonique et le vecteur de liaison de flux pour estimer la position du moteur. Ses avantages comprennent une mise en œuvre simple, une suppression efficace du bruit de commutation de l’onduleur sans filtrage en profondeur, une adaptation à toute la plage de vitesse et l’élimination de la nécessité d’un point neutre virtuel, réduisant ainsi la complexité du système. Cependant, cette méthode a également des limites. La précision de la détection des champs électromagnétiques retour est sensible aux modifications des paramètres du moteur tels que l’inductance et la résistance, qui peuvent introduire des erreurs de commutation.

Méthode d’intégration EMF retour

Le principe de base de la méthode d’intégration de la force électromotrice arrière est d’obtenir le signal de position du rotor en intégrant la force électromotrice arrière de la phase non conductrice du moteur. Lorsque la force électromotrice arrière dépasse zéro, l’intégration de cette phase commence et est comparée à une tension de référence pour déterminer le temps de commutation. Cette méthode présente l’avantage de ne pas nécessiter de filtrage en profondeur, d’éviter les faux déclenchements, de ne pas nécessiter de tension de référence et de ne pas être affectée par les changements de paramètres du moteur [9]. Cependant, les impulsions de tension générées par conduction de diode peuvent couvrir le signal contre-EMF, entraînant une défaillance de la commande.

Méthode de discrimination d’état de diode en roue libre

Cette méthode estime la position en surveillant l’état de conduction de la diode anti-parallèle du dispositif de puissance, qui a une précision de reconnaissance supérieure par rapport à la détection directe. Son principal avantage est qu’il ne nécessite pas de connexion en point neutre et qu’il convient aux topologies de moteur sans point neutre. La logique de détection de l’état de conduction de la diode est directe et possède une forte capacité anti-interférence. Cependant, ses inconvénients incluent la nécessité d’ajouter un circuit de détection dédié dans le circuit en roue libre, ce qui entraîne une complexité matérielle plus élevée et nécessite six alimentations et comparateurs isolés, ce qui augmente considérablement les coûts du système. Dans des conditions de basse vitesse, l’amplitude du courant en roue libre diminue, ce qui réduit la sensibilité de détection et affecte les performances de réponse dynamique.

Méthode d’estimation de la liaison de flux

Cette méthode établit une relation de mappage non linéaire entre la liaison de tension, de courant et de flux, et réalise l’estimation de la position à l’aide de tables de correspondance. La complexité de calcul est inférieure à celle des méthodes analytiques. Ses avantages sont qu’il évite la complexité du système et l’augmentation des coûts causées par les capteurs de position, améliore la fiabilité et l’adaptabilité du système, est adapté aux environnements difficiles et peut démarrer à des vitesses faibles ou nulles. Cependant, les inconvénients sont l’influence du retard de phase et du bruit, ce qui peut conduire à une commutation imprécise.

Méthode de l’observateur d’état

Cette méthode permet d’estimer la position en construisant un modèle d’espace d’état multidimensionnel. Il encode des paramètres dynamiques tels que la vitesse, la tension et le courant sous forme de vecteurs d’état. Son principe de base est d’approximer progressivement l’état réel par le biais de la rétroaction d’erreur entre le modèle d’observateur et le système réel, et de combiner un filtre numérique discret pour compléter la cartographie du système continu au domaine discret. Il présente les avantages d’une forte capacité anti-interférence, d’une large gamme d’applications et de coûts matériels réduits. Cependant, ses inconvénients sont que la conception de l’observateur d’état nécessite des modèles mathématiques et des algorithmes complexes, ce qui nécessite une grande quantité de calculs et des exigences élevées pour le système de contrôle ; Et la performance de l’observateur dépend de la précision du modèle moteur, et les modifications des paramètres du modèle affecteront la précision de l’observateur.

Méthode de filtrage de Kalman

Le filtrage de Kalman est une méthode d’estimation optimale basée sur un modèle d’espace d’état. Il effectue une estimation récursive à l’aide d’équations d’état et d’équations d’observation. Il convient au traitement de systèmes dynamiques avec un bruit aléatoire et améliore la capacité anti-interférence du système. Dans le contrôle sans capteur BLDCM, le filtre de Kalman estime la vitesse du moteur et la position du rotor en détectant la tension et le courant de phase aux bornes du moteur et en utilisant des équations d’état et des équations d’observation. Ses avantages sont qu’il améliore la précision de l’estimation de la vitesse et de la position du rotor, supprime efficacement le bruit du système et les erreurs de mesure, convient aux systèmes dynamiques et présente de bonnes performances en temps réel. Ses inconvénients sont que l’algorithme est complexe, nécessite une vitesse de calcul élevée du contrôleur, a des coûts de développement élevés, la précision de mesure des capteurs de tension et de courant limite son champ d’application et il est sensible aux écarts du modèle et aux erreurs accumulées, ce qui peut entraîner une divergence de filtre.

Disposition des chapitres de la thèse

Le contenu principal de la thèse est la recherche sur le contrôle sans capteur de BLDCM et l’implémentation du modèle de simulation Simulink dans MATLAB. Les principaux contenus de la thèse sont les suivants :

Le premier chapitre présente principalement le contexte et l’importance de la recherche. En lisant un grand nombre de références, il énumère plusieurs méthodes de détection de position du rotor BLDCM et leurs avantages et inconvénients.

Le deuxième chapitre présente la structure de base de BLDCM, en se concentrant sur le principe de commutation en six étapes de BLDCM, et établit un modèle mathématique du moteur.

Le troisième chapitre présente d’abord la stratégie de démarrage en trois étapes sans capteur BLDCM, puis introduit le principe de régulation de vitesse PWM et le principe de contrôle PI discret, puis effectue une analyse de modélisation basée sur le principe d’estimation de position de détection de passage à zéro par CEM arrière.

Le quatrième chapitre présente d’abord le principe d’estimation de la position de détection de passage à zéro par champs électromagnétiques, puis introduit le principe de contrôle SMO, puis effectue une analyse de modélisation basée sur le principe de contrôle quasi-SMO.

Principe de fonctionnement et modèle mathématique de BLDCM

Structure du système BLDCM

2.1.1 Structure du moteur

Le BLDCM se compose de deux parties principales : le stator et le rotor. Le stator contient généralement plusieurs enroulements répartis selon un motif spécifique pour générer un champ magnétique en rotation. Le noyau du stator est utilisé comme guide magnétique et support pour les enroulements, et est généralement constitué de tôles d’acier au silicium laminées pour réduire les pertes par courants de Foucault. Le rotor est composé d’aimants permanents, et le champ magnétique des aimants permanents interagit avec le champ magnétique généré par les enroulements du stator, ce qui permet au moteur de fonctionner. L’ensemble de stator de moteur à courant continu sans balais adopte un processus de laminage de tôle d’acier au silicium laminé et adopte deux méthodes de connexion d’enroulement : la connexion en étoile et la connexion delta. Le schéma de câblage correspondant à son circuit d’onduleur est illustré à la figure 2.1.

(a) Méthode de connexion en étoile (b) Méthode de connexion Delta 

Figure 2.1 Méthode de connexion de l’enroulement de l’entraînement du moteur en pont complet

Le principe de fonctionnement du rotor du moteur à courant continu sans balais est basé sur l’interaction des champs électromagnétiques. Lorsque le courant circule à travers les enroulements du stator, le champ magnétique permanent et le champ électromagnétique forment un couplage dynamique, entraînant le rotor à tourner sous l’effet physique de la répulsion de pôles similaires et de l’attraction des pôles opposés. Ce processus de mouvement amène le conducteur à couper les lignes magnétiques, générant en retour une force électromotrice (CEM) dans les enroulements. Selon les caractéristiques de forme d’onde de la force électromotrice arrière, les moteurs de la force électromotrice arrière sont divisés en deux grandes catégories : les moteurs à ondes trapézoïdales et les moteurs à ondes sinusoïdales. Les moteurs à ondes trapézoïdales sont définis comme des moteurs à courant continu sans balais, tandis que les moteurs à ondes sinusoïdales sont classés comme PMSM. Ces deux types de moteurs présentent des différences significatives dans les stratégies de contrôle orientées vers le champ magnétique, la construction de modèles mathématiques et la sélection d’algorithmes de modulation.

En termes de conception de structure mécanique, les moteurs à courant continu sans balais se présentent principalement sous deux formes : rotor externe et rotor intérieur. La structure extérieure du rotor adopte généralement une disposition d’aimants permanents montés en surface, qui excelle dans l’équilibre entre les performances de dissipation de chaleur et la résistance mécanique. La structure interne du rotor a trois types de conception, comme le montre la figure 2.2 : l’un est monté en surface, ce qui peut réduire l’ondulation du couple et est largement utilisé dans les systèmes d’asservissement de haute précision ; le second est intégré, où les aimants permanents sont intégrés dans les fentes du noyau du rotor, augmentant le chemin du flux magnétique pour améliorer l’intensité du champ magnétique de l’entrefer d’air, mais nécessitant des matériaux non magnétiques pour l’isolation magnétique afin d’éviter les courts-circuits de flux magnétique, souvent utilisés dans les applications de commande à moyenne et haute tension et à haute puissance ; Et le troisième est en forme d’anneau, qui peut générer un très petit champ magnétique dans le rotor et est principalement utilisé dans les petits moteurs de puissance.

a) Monté en surface b) Encastré c) En forme d’anneau 

Figure 2.2 Méthodes de distribution des aimants permanents du rotor BLDCM

2.1.2 Dispositif de détection de la position du rotor

Les moteurs à courant continu sans balais fonctionnent avec commutation électronique. Dans les moteurs à courant continu à balais traditionnels, la commutation du courant est réalisée par des balais et des commutateurs, en changeant la direction du courant dans les enroulements du stator pour maintenir la rotation du moteur. Cependant, les moteurs à courant continu sans balais utilisent des circuits électroniques pour compléter ce processus de commutation. Lorsque le rotor du moteur tourne, le capteur de position détecte la position du rotor et le circuit de commande électronique commute l’état d’alimentation des enroulements du stator en temps opportun en fonction du signal de position du rotor, en veillant à ce que le champ magnétique généré par les enroulements du stator maintienne toujours un certain angle avec le champ magnétique du rotor, générant ainsi un couple électromagnétique continu pour entraîner la rotation du rotor. Par rapport à la commutation mécanique, la commutation électronique présente les avantages de l’absence d’usure, d’une fiabilité élevée et de faibles coûts de maintenance. Le concept général de la conception est illustré à la figure 2.3.

Figure 2.3 Structure de base du système de contrôle BLDCM

Dans un système de commande de moteur à courant continu sans balais, le contrôleur ne peut émettre des signaux de commutation précis à travers le circuit de l’onduleur pour faire fonctionner le moteur que s’il identifie avec précision la position du rotor en temps réel. Selon les différents principes de détection, la technologie de détection de position peut être divisée en deux grandes voies techniques :

Méthode de détection basée sur des capteurs de position

Cette méthode permet d’obtenir des informations sur la position du rotor en installant des capteurs physiques sur le corps du moteur. Les types de capteurs typiques comprennent : les capteurs électromagnétiques qui émettent des signaux de position en détectant les changements d’intensité du champ magnétique ; capteurs magnétorésistifs qui réalisent la mesure d’angle à l’aide de l’effet magnétorésistif ; et des capteurs photoélectriques qui permettent une détection de haute précision basée sur le principe optique des disques d’encodeur. Bien que les solutions de capteurs puissent fournir des données de position très fiables, leur application présente des limites importantes : l’installation mécanique des capteurs augmente le volume du système et la complexité de l’assemblage, le câblage entraîne des coûts supplémentaires et des risques de défaillance, et dans des conditions difficiles telles que des températures élevées et des vibrations, les capteurs sont sujets à une dérive ou à une défaillance du signal, ce qui entraîne un contrôle de commutation anormal, voire l’arrêt du moteur.

Technologie de contrôle sans capteur

Compte tenu des limites ci-dessus, la technologie de commande sans capteur est devenue un haut lieu de la recherche. Cette méthode extrait les caractéristiques d’information de position des paramètres de fonctionnement du moteur à l’aide d’algorithmes, et les principales méthodes de mise en œuvre comprennent : la méthode d’observation de la contre-CEM, la méthode d’injection de signal haute fréquence et la méthode d’estimation d’état. Par rapport aux solutions traditionnelles, la technologie sans capteur présente les avantages d’une structure simple et d’une forte adaptabilité environnementale, mais la précision de son algorithme est grandement affectée par les changements de paramètres du moteur et les fluctuations des conditions de fonctionnement. Les recherches actuelles améliorent continuellement la réponse dynamique et la robustesse des systèmes sans capteurs en intégrant des algorithmes d’apprentissage automatique et en affinant les modèles d’observation.

2.1.3 Alimentation CC

Les BLDCM utilisent des dispositifs d’entraînement CC, utilisant généralement des dispositifs redresseurs pour convertir l’entrée CA, telle que le courant alternatif de fréquence industrielle 220 V ou 380 V, en alimentation CC de niveaux de tension spécifiques tels que 48 V ou 24 V.

2.1.4 Circuit d’entraînement et de commutation

Le système de commutation électronique d’un moteur à courant continu sans balais est essentiellement une topologie de circuit d’onduleur de base, et sa fonction principale est de réaliser la conversion de l’énergie électromagnétique par conduction séquentielle de dispositifs de puissance. La structure topologique de base d’un système d’entraînement de moteur à courant continu sans balais peut être divisée en deux voies de mise en œuvre : demi-pont et pont complet. L’architecture d’entraînement en demi-pont, comme le montre la figure 2.4, présente des avantages significatifs dans la pratique de l’ingénierie : la logique de contrôle est relativement simple, la conception du circuit est facile à mettre en œuvre et le contrôle des coûts des composants est relativement idéal. Cependant, cette structure présente également des limites : chaque composant de puissance ne peut contrôler que l’état marche-arrêt d’un enroulement monophasé, et sa période de conduction ne couvre que 120° de degrés électriques. Pendant le temps restant, le tube de puissance est à l’état éteint, ce qui entraîne des caractéristiques de fluctuation périodiques du couple, ce qui affecte directement les performances dynamiques du système moteur.

Figure 2.4 Circuit d’entraînement en demi-pont

Comme le montre la figure 2.1, la structure d’entraînement en pont complet augmente efficacement le rapport de temps de conduction des enroulements du moteur grâce à sa topologie parallèle de tubes de puissance double face. Par rapport à la limitation de la conduction unilatérale dans les entraînements en demi-pont traditionnels, les entraînements en demi-pont peuvent supprimer de manière significative le phénomène d’ondulation du couple courant dans les entraînements en demi-pont traditionnels.

Dans les applications typiques des circuits d’entraînement en pont complet, un circuit en pont triphasé constitue la structure de base, composée de six groupes de dispositifs à semi-conducteurs de puissance formant trois paires de bras de pont symétriques. Ces dispositifs utilisent généralement des éléments de commutation hautes performances tels que des MOSFET ou des IGBT. La puce de commande pilote les six commutateurs de puissance grâce à une logique de synchronisation spécifique basée sur les informations en temps réel fournies par le système de détection de position du rotor, permettant une commutation de phase continue. La précision de la commutation de phase détermine directement si le moteur peut continuer à fonctionner. Si l’écart dépasse la valeur critique, il entraînera une défaillance de commutation ou même un calage du moteur. Pendant le fonctionnement, l’unité de commande doit coordonner le temps de conduction des bras supérieur et inférieur du pont, en réglant des temps de retard de l’ordre de la microseconde pour éviter les pannes et les courts-circuits. Ce circuit utilise une méthode de commutation en six étapes, effectuant une commutation tous les 60 degrés électriques, ou en utilisant des impulsions de 120 degrés de large pour réduire l’ondulation du couple. Bien que le mode de commutation dure présente des problèmes de consommation d’énergie, les interférences électromagnétiques peuvent être efficacement supprimées et la fiabilité du système améliorée en optimisant les paramètres du circuit d’entraînement et en introduisant des conceptions de circuit tampon.

Méthode de commutation en six étapes BLDCM

Figure 2.5 Schéma du principe de rotation du rotor BLDCM

La figure 2.5 illustre le principe de rotation du rotor dans un moteur à courant continu sans balais. Dans le contrôle des moteurs à courant continu sans balais, la méthode de commutation en six étapes permet d’obtenir une rotation continue du rotor en changeant périodiquement les états de conduction des dispositifs de puissance. Cette méthode divise l’angle électrique de 360° en six secteurs de 60°, chaque secteur correspondant à une opération de commutation. Lorsque le courant circule dans les enroulements du stator, un champ magnétique rotatif est généré à l’intérieur du moteur, et le rotor à aimant permanent tourne de manière synchrone sous l’action de ce champ magnétique. Si l’on prend l’exemple de la rotation dans le sens des aiguilles d’une montre, comme le montre la figure 2.5 (a), dans les étapes initiales de conduction T1 et T6, le courant traverse la phase A et la phase B pour former un champ magnétique, et l’aimant permanent du rotor commence à tourner, son angle électrique étant en retard de 120° par rapport au champ magnétique. Une fois que le rotor tourne à 60°, le capteur de position détecte le changement de position et renvoie un signal, et l’unité de commande passera à la conduction des phases A et C, avec T1 et T2 conductrices pour former une nouvelle direction de champ magnétique.

Le processus de commutation est réalisé par conduction séquentielle de dispositifs de puissance de l’ordre de T6T1→T1T2→T2T3→T3T4→T4T5→T5T6→T6T1, chaque cycle de commutation durant 60° degrés électriques. Au cours d’un cycle complet de rotation à 360°, six opérations de commutation forment un champ magnétique en rotation continue. L’état de sortie du capteur de position change tous les 60° et sa séquence de signaux est directement liée à la logique de conduction des dispositifs de puissance. En adaptant avec précision l’état du capteur et le temps de commutation, il est possible d’assurer un fonctionnement fluide du moteur. Le sens de rotation peut être modifié simplement en inversant l’ordre des phases conductrices. La figure 2.6 montre la relation entre les enroulements conducteurs, la force électromotrice arrière, le courant de phase des enroulements du moteur et les transistors de commutation d’un moteur à courant continu sans balais, tandis que la figure 2.7 montre la relation entre les enroulements conducteurs et les capteurs à effet Hall d’un moteur à courant continu sans balais.

Figure 2.6 Bobinages conducteurs BLDCM et CEM de retour du moteur, courant de phase de l’enroulement du moteur et relation de commutation

Figure 2.7 Relation entre les enroulements conducteurs du BLDCM et le capteur à effet Hall

Modèle mathématique BLDCM

2.3.1 Équation de tension d’enroulement

Dans le cadre de modélisation de cet article, comme le montre la figure 2.8, les enroulements du stator adoptent une structure de connexion symétrique triphasée en forme de Y, chaque phase étant constituée d’une inductance, d’une résistance et d’une source d’alimentation en série, et le chemin du courant est commuté dynamiquement par une stratégie de conduction biphasée. Sur cette base, la forme d’onde de la force électromotrice du moteur présente des caractéristiques de distribution trapézoïdale standard de 120 degrés. Pour simplifier la complexité du modèle et se concentrer sur les caractéristiques dynamiques, cette étude ne prend temporairement pas en compte l’impact des facteurs non linéaires tels que la réaction d’induit et l’effet de cogging sur les performances du système, et établit un modèle mathématique idéalisé de moteur à courant continu sans balais avec une signification physique claire.

Figure 2.8 Schéma du circuit d’enroulement BLDCM

En combinant la loi de tension de Kirchhoff avec la topologie de circuit équivalente, l’équation du bilan de tension des enroulements triphasés peut être dérivée comme le montre la formule :

Dans la formule, ua, ub et uc sont les tensions des enroulements du stator A, B et C ; ia, ib et ic sont les courants des enroulements du stator des phases A, B et C ; ea, eb et ec sont les CEM arrière des phases A, B et C ; R est la résistance de chaque phase du stator ; L est l’auto-inductance de chaque enroulement de phase du stator ; M est l’inductance mutuelle de deux enroulements de phase du stator.

2.3.2 Équation du couple

L’équation du couple électromagnétique de BLDCM est comme le montre la formule :

Dans la formule, Te est le couple électromagnétique, c’est-à-dire la vitesse angulaire mécanique du moteur.

2.3.3 Équation du mouvement mécanique

L’équation du mouvement mécanique de BLDCM est comme le montre la formule :

Dans la formule, Te est le couple électromagnétique, TL est le couple de charge du moteur, J est le moment d’inertie du rotor, B est le coefficient d’amortissement.

Résumé du chapitre

Ce chapitre traite systématiquement des éléments de base d’un système de commande de moteur à courant continu sans balais. Tout d’abord, il élabore la structure de base des moteurs à courant continu sans balais, la composition et les modules fonctionnels de la structure de contrôle du moteur, et se concentre sur le mécanisme de mise en œuvre de la méthode de contrôle de commutation en six étapes. Ensuite, en établissant le modèle mathématique du moteur, l’équation de l’équilibre de tension de l’enroulement, l’expression du couple et l’équation du mouvement mécanique sont dérivées.

Estimation et simulation de position basées sur la force électromotrice arrière

Principe de fonctionnement du démarrage en trois étapes

Le contrôle de démarrage d’un moteur à courant continu sans balais sans capteur est un défi important dans ce domaine, et sa principale difficulté réside dans la faiblesse du signal contre-EMF dû à la faible vitesse du moteur dans la phase initiale de démarrage du moteur. Étant donné que l’amplitude de la force contre-électromotrice est proportionnelle à la vitesse, il est difficile de capturer efficacement les informations de position à basse vitesse, ce qui rend les stratégies de commutation traditionnelles sujettes à de fortes fluctuations de courant et à des pulsations de couple, voire à des échecs de démarrage. Au cours des dernières années, les chercheurs ont proposé diverses solutions, notamment le démarrage en trois étapes, la méthode d’intégration des champs électromagnétiques, la méthode d’observation de la liaison de flux, la stratégie de démarrage I-F et les méthodes de contrôle basées sur des observateurs d’état. Parmi eux, le démarrage en trois étapes est largement utilisé en raison de sa structure simple et de sa grande fiabilité. Son processus de contrôle peut être divisé en trois étapes :

Dans l’étage de prépositionnement du rotor, l’application d’une tension à n’importe quel enroulement biphasé peut forcer le rotor à se verrouiller dans la position initiale, fournissant ainsi une référence pour le contrôle ultérieur.

Dans l’étape d’accélération en boucle ouverte, après avoir terminé l’étalonnage initial de la position du rotor, le système de commande augmente progressivement la vitesse du moteur selon la logique de commutation prédéfinie. L’essentiel est d’obtenir une régulation de vitesse en douceur en ajustant la tension et la fréquence d’entrée. Les méthodes de mise en œuvre couramment utilisées comprennent la méthode d’augmentation de tension, la méthode d’augmentation de fréquence et leur méthode de contrôle combinée, à savoir la méthode d’augmentation de fréquence et de tension supplémentaire. Parmi elles, la méthode d’augmentation de fréquence et d’augmentation de tension est la plus largement utilisée. En ajustant dynamiquement le rapport cyclique de la forme d’onde PWM, la tension appliquée au moteur est progressivement augmentée, tout en raccourcissant le temps de conduction de chaque enroulement de phase pour augmenter la fréquence, ce qui permet au moteur de passer en douceur à un fonctionnement synchrone pendant la croissance synchrone de la tension et de la fréquence.

Dans l’étape de fonctionnement synchrone, lorsque la vitesse du moteur est augmentée jusqu’au seuil défini par l’étape d’accélération, le système de commande bascule le mode de démarrage à l’état de fonctionnement synchrone, et la stratégie de commande passe de l’entraînement initial en boucle ouverte à la régulation de rétroaction en boucle fermée, ce qui permet d’obtenir un contrôle précis de la commutation par surveillance en temps réel du signal contre-EMF.

Principe de régulation de la vitesse PWM

L’essence de la technologie de régulation de la vitesse du moteur à courant continu sans balais est de réguler la vitesse du moteur en ajustant dynamiquement la tension d’alimentation. Dans les méthodes de contrôle existantes, la modulation d’amplitude d’impulsion (PAM) permet de contrôler la vitesse en modifiant directement l’amplitude de tension du bus CC, mais elle est facilement limitée par la résistance de tension des dispositifs de puissance dans les applications à haute tension, et il existe des défauts évidents dans la plage de régulation de la vitesse et les performances d’efficacité. En revanche, la technologie de modulation de largeur d’impulsion (PWM) ajuste le rapport cyclique des impulsions de tension par des actions de commutation à haute fréquence, générant ainsi une tension équivalente variable tout en maintenant une tension de bus CC constante. Cette méthode de modulation permet non seulement de surmonter les limites physiques de la régulation de tension et du contrôle de vitesse traditionnelles, mais aussi d’équilibrer efficacement la pulsation du couple moteur et la perte d’efficacité en optimisant la relation entre la fréquence de commutation et le rapport cyclique, devenant ainsi la solution principale pour les systèmes modernes de régulation de vitesse à fréquence variable.

La génération de signaux PWM repose sur le mécanisme de comparaison entre une onde porteuse triangulaire et un signal de modulation. Comme le montre la figure 3.1, le système génère une séquence d’impulsions rectangulaire avec un rapport cyclique réglable en comparant un signal d’onde triangulaire à fréquence fixe avec un signal de modulation d’onde sinusoïdale ou carrée d’amplitude variable en temps réel. Cette séquence est ensuite envoyée au circuit d’entraînement du pont de l’onduleur pour contrôler l’état marche/arrêt des dispositifs de commutation de puissance, formant ainsi la tension requise. L’ajustement dynamique du rapport cyclique affecte directement la tension moyenne des enroulements du moteur, modifiant ainsi les caractéristiques de sortie du couple du moteur et, finalement, réalisant une régulation de la vitesse du moteur en boucle fermée.

Figure 3.1 Schéma du principe de sortie du signal PWM (a) PWM_ON contrôle 

b) Contrôle ON_PWM c) Contrôle HPWM_LON 

d) Modulation HON_LPWM e) PWM_ON_PWM 

Figure 3.2 Cinq méthodes de modulation couramment utilisées pour le BLDCM

Il existe cinq stratégies principales de lutte PWM, comme le montre la figure 3.2 : type PWM-ON ; Type ON-PWM ; H_PWM-L_ON type ; H_ON-L_PWM type ; et H_PWM-L_PWM. Les quatre premiers sont un contrôle en demi-pont, et le dernier est un contrôle en pont complet. Les pertes causées par le contrôle en demi-pont sont deux fois plus importantes que celles causées par le contrôle en demi-pont, c’est pourquoi le contrôle en demi-pont est souvent utilisé. Le présent document adopte la commande HPWM_LON illustrée à la figure 3.2 (c). Dans le contrôle de commutation en six étapes de BLDCM, lorsque l’onduleur effectue un déphasage de 120 degrés électriques, les trois commutateurs d’alimentation sur le bras supérieur du pont ajustent dynamiquement la forme d’onde de tension grâce à la technologie de modulation PWM, et les transistors de puissance sur le bras inférieur du pont restent continuellement allumés, formant une boucle de courant stable.

Principe PID

Comme le montre la figure 3.3, dans la conception de l’architecture du système de contrôle PID, le processus d’optimisation des paramètres de contrôle consiste essentiellement à ajuster les trois groupes de paramètres de base : gain proportionnel, constante de temps intégrale et gain dérivé, pour répondre aux exigences de contrôle dans différentes conditions de fonctionnement. Sa stratégie de réglage des paramètres doit prendre en compte de manière exhaustive les indicateurs de caractéristiques dynamiques tels que la vitesse de réponse du système, le dépassement et l’erreur en régime permanent, afin d’obtenir un réglage précis de l’objet contrôlé. L’élément proportionnel affecte principalement la réponse transitoire du système, l’élément intégral est utilisé pour éliminer les erreurs en régime permanent et l’élément dérivé supprime les oscillations en prédisant la tendance du système. L’action coordonnée des trois constitue les caractéristiques de contrôle en boucle fermée du système.

Figure 3.3 Schéma fonctionnel du système de contrôle PID continu

L’expression pour le contrôle PID continu est :

Dans la formule, KP est le gain proportionnel, TI est la constante de temps intégrale, TD est la constante de temps dérivée.

Dans la pratique, le contrôle PID discret a un plus large éventail d’applications que le contrôle continu. Sa transformation approximative est la suivante :

Dans la formule, k est le nombre d’échantillonnage ; T est la période d’échantillonnage.

L’expression de contrôle PID discret obtenue après transformation est :

En ingénierie pratique, l’algorithme PID incrémentiel optimise l’implémentation des opérations intégrales traditionnelles en introduisant un mécanisme de calcul récursif. En discrétisant le terme intégral dans un processus d’accumulation de différences d’erreur, il évite efficacement la complexité de calcul causée par les opérations intégrales continues. Son algorithme de contrôle est le suivant :

Les contrôleurs de moteurs à courant continu sans balais modernes utilisent principalement des microcontrôleurs (MCU) ou des puces DSP basées sur un échantillonnage discret, un traitement numérique du signal, et adoptent un contrôle PI discret. En transformant les équations différentielles continues dans le domaine temporel en équations différentielles, elles peuvent être mises en œuvre efficacement directement sur du matériel numérique.

Retour Détection du passage à zéro EMF Principe d’estimation de la position

Dans les systèmes de moteurs à courant continu sans balais sans capteur, des stratégies de contrôle de commutation sont mises en œuvre sur la base du suivi dynamique des points de passage à zéro de la force électromotrice arrière. Comme le montre la figure 3.4, lorsque le moteur tourne, seules deux phases des enroulements triphasés sont alimentées pour former un champ magnétique, tandis que la troisième phase est dans un état hors tension. La force électromotrice arrière de l’enroulement de phase hors tension fluctuera périodiquement avec la position du rotor. En surveillant la tendance du changement de tension de cette phase, lorsque la valeur de tension est détectée pour franchir le point zéro, il peut être déterminé que la position actuelle est au point de passage à zéro de la CEM arrière.

Sur la figure, les points de commutation BLDCM sont S1, S2, S3, S4, S5 et S6, tandis que les points de passage à zéro de la force électromotrice arrière sont P1, P2, P3, P4, P5 et P6. Le point P1 correspond au point de passage à zéro de la tension de phase de la phase C, qui peut être détecté. Cette méthode peut également détecter les points de passage à zéro de la force électromotrice arrière d’autres phases. Dans des conditions de fonctionnement idéales, le point de passage par le zéro de la force électromotrice arrière se trouve à 30° en avant du point de commutation réel. Le système de contrôle retarde le signal de passage à zéro détecté par le biais d’algorithmes logiciels et règle le temps de déclenchement réel de la commutation à 30 degrés électriques après le point de passage à zéro. Dans les applications pratiques, le signal contre-électrométré est souvent perturbé par des facteurs non idéaux tels que l’inductance de l’enroulement et la résistance parasite. Par conséquent, l’extraction précise du signal de passage à zéro pur nécessite le travail collaboratif de circuits de filtrage matériels et d’algorithmes logiciels.

Figure 3.4 Formes d’onde de la force électromotrice et du courant du stator dans des conditions idéales

Simulink Simulation Modeling Analysis

Construire un modèle de simulation dans Matlab/Simulink, comme illustré à la Figure 3.5 ci-dessous

Figure 3.5 Modèle global de BLDCM sans capteur basé sur la force électromotrice inverse

D’après la Figure 2.6, la logique de commutation à six étapes est AB- >AC- >CA- >AC- >AB- >BC- >AB, qui effectue ce cycle, comme le montre la Figure 3.6. Étant donné que la CEM triphasée est toujours un positif et un négatif, et que la suivante passe soit de positif à négatif, soit de négatif à positif, la somme des trois phases peut être utilisée pour obtenir sa tendance de changement, comme le montre la figure 3.6. La tendance de changement est soumise à une différenciation discrète, à une comparaison de seuil (relais) et à un déclenchement à double bord pour obtenir des signaux d’impulsion unitaires des points de changement de début et de fin de la CEM arrière, comme le montre la figure 3.8. Le paramètre Counter est défini sur le déclencheur de front montant, la valeur maximale de 5 et la valeur de départ de 0, et la sortie est le compte. Le signal d’impulsion unitaire est émis sous forme de nombres naturels de 0 à 5 par le module de comptage, qui effectue ainsi un cycle pour produire la logique de commutation à six niveaux, comme le montre la figure 3.9.

Figure 3.6 Diagramme de forme d’onde EMF du stator Figure 3.7 Diagramme de génération du signal d’impulsion unitaire 

Figure 3.8 Génération du diagramme logique de commutation en six étapes

Figure 3.9 Module de détection et de commutation des champs électromagnétiques arrière

Figure 3.10 Module de génération PWM

Le module de génération PWM règle la fréquence de commutation à 20 kHz. Le présent document adopte la commande HPWM_LON illustrée à la figure 3.2 (c). Selon la Figure 3.10, le signal de commutation du tube de commutation du bras supérieur du pont est converti en un signal PWM par le biais du module de commutation (Switch), comme le montre la Figure 3.11.

Figure 3.11 Instance du module de commande HPWM_LON

Le contrôle intégral élimine les erreurs à l’état stationnaire en accumulant les erreurs. Cependant, si le système réagit trop rapidement, le terme intégral peut s’accumuler excessivement avant que l’écart ne disparaisse, ce qui entraîne un dépassement de la valeur de consigne et un dépassement. L’influence du dépassement intégral est réduite en utilisant des méthodes de séparation intégrale et de limitation intégrale pour limiter la plage d’accumulation du terme intégral. Comme le montre la figure 3.12, la commande PI du module de régulation de vitesse adopte cette méthode.

Figure 3.12 Module de régulation de vitesse

Ce document utilise le module de corps de moteur fourni avec Simulink, à savoir le module PMSM (Permanent Magnet Synchronous Motor), et configure sa force électromotrice arrière sur une onde trapézoïdale, qui est BLDCM. Les paramètres du module sont illustrés à la Figure 3.13.

Figure 3.13 Réglages des paramètres du module BLDCM

Dans le modèle global, le module d’alimentation CC est réglé sur 24V ; les paramètres PI discrets du régulateur de courant sont réglés sur Kp à 10 et Ki à 50 ; les paramètres de l’onduleur triphasé sont réglés comme indiqué sur la Figure 3.14.

Figure 3.14 Réglages des paramètres de l’onduleur triphasé

Analyse des résultats de simulation

Les formes d’onde de couple électromagnétique réelles et attendues sont illustrées à la Figure 3.15. Selon les résultats de la simulation, lorsque le couple électromagnétique attendu change soudainement, le couple électromagnétique réel change également en conséquence. Cependant, en raison de l’utilisation de la commutation en six étapes, la direction du champ magnétique du stator reste inchangée dans chaque angle électrique de 60°, mais la position du rotor tourne de 0° à 60°, ce qui fait que l’angle entre le champ magnétique et le rotor diminue progressivement du couple maximal de 90° au couple minimum de 30°, ce qui donne une forme d’onde de couple similaire à une courbe cosinus. De plus, pendant le processus de commutation, le changement soudain de direction du champ magnétique oblige le rotor à se réadapter à la nouvelle direction du bras de force, ce qui entraîne un saut instantané du couple, formant des pulsations évidentes.

Figure 3.15 Couple électromagnétique réel et forme d’onde de couple électromagnétique attendu

La forme d’onde de vitesse globale est illustrée à la Figure 3.16. Selon les résultats de la simulation, lorsque la vitesse attendue augmente soudainement (1 s) et diminue soudainement (2 s), la vitesse de sortie peut effectivement suivre en peu de temps, et peut également maintenir rapidement la vitesse lorsque la charge augmente soudainement (0,6 s et 1,3 s) et diminue soudainement (2,6 s). Comme le montre la forme d’onde de vitesse locale de la Figure 3.17, l’erreur de vitesse est concentrée entre -2 tr/min et +10 tr/min.

Figure 3.16 Forme d’onde de vitesse globale

Figure 3.17 Forme d’onde de vitesse locale

Si l’alimentation CC est modifiée sur 72 V, que la vitesse attendue est modifiée à 9000 tr/min et que le temps de simulation est modifié sur 1 s, la forme d’onde de vitesse est illustrée à la Figure 3.18. Selon les résultats de la simulation, lorsque la charge augmente soudainement à 0,6 s, la vitesse est stable, seule la fluctuation de vitesse devient plus importante et l’erreur de vitesse est concentrée entre -2 tr/min et +8 tr/min.

Figure 3.18 Diagramme de forme d’onde à 9000 tr/min

Le courant de phase du stator BLDCM est illustré à la Figure 3.19 et à la Figure 3.19. Les formes d’onde de courant triphasé sont similaires, les triphasés ABC sont séquentiellement en retard de 120° et oscillent tous autour de 0.

Figure 3.19 Diagramme de forme d’onde global du courant de phase du stator Figure 3.20 Diagramme de forme d’onde locale du courant de phase du stator  

Analyse de simulation de la CEM et de la mesure du courant du retour du stator

Le modèle de simulation de mesure de la CEM et du courant du stator est illustré à la Figure 3.21. Le module d’acquisition EMF arrière est illustré sur la figure. Comme les modules d’acquisition triphasés sont identiques, une seule phase est représentée.

Figure 3.21 Modèle de simulation de mesure de la CEM arrière du stator et du courant du stator

Figure 3.22 Module d’acquisition de la CEM arrière

La tension de l’onduleur, l’acquisition de la force contre-électromotrice et la force contre-électromotrice réelle correspondant à une phase du stator sont illustrées à la figure 3.22. Étant donné que HPWM_LON commande est utilisée, la tension du stator est de type PWM, comme le montre la figure 3.23, ce qui n’est pas pratique à utiliser, donc le module d’acquisition EMF arrière est utilisé. Cependant, la force électromotrice arrière acquise est un signal haute fréquence, qui est quelque peu différent de la force électromotrice arrière réelle, c’est pourquoi dans le chapitre suivant, un observateur en mode glissant (SMO) est utilisé pour mesurer la force électromotrice arrière et effectuer le filtrage.

Figure 3.23 Tension de l’onduleur, acquisition de la force contre-électromotrice et force contre-électromotrice réelle correspondant à une phase du stator

Le courant de l’onduleur et le courant réel correspondant à une phase du stator sont illustrés à la Figure 3.24. Il n’est pas difficile de constater que les formes d’onde de la figure sont complètement cohérentes.

Figure 3.24 Courant de l’onduleur et courant réel correspondant à la phase A du stator

Résumé du chapitre

Ce chapitre présente d’abord le principe de fonctionnement du démarrage en trois étapes, puis le principe de régulation de vitesse PWM et le principe de contrôle PID, puis, selon le principe d’estimation de position de détection de passage à zéro contre-EMF, modélise et analyse dans Simulink dans MATLAB, en analysant principalement le couple de charge, la vitesse du rotor et le courant de phase du stator pour vérifier la précision théorique.

Estimation et simulation de position quasi-SMO basées sur la force électromotrice en retour de ligne

Principe d’estimation de la position de détection de passage à zéro par champs électromagnétiques

Dans la technologie de détection des champs électromagnétiques des moteurs à courant continu sans balais, il existe une différence de phase d’environ 30° degrés électriques entre le temps de déclenchement réel de la commutation et le point de passage à zéro des champs électromagnétiques arrière. Lorsque le point de passage à zéro est directement utilisé comme référence de commutation, cette caractéristique de retard inhérente entraîne une augmentation de l’ondulation du couple. De plus, la méthode de reconstruction du point neutre comporte des erreurs de mise en œuvre physique, et il y a un léger décalage entre le point neutre virtuel reconstruit et le point neutre théorique, ce qui introduit une distorsion supplémentaire du signal de détection. Afin d’améliorer la précision de la détection de position, la stratégie de détection différentielle de la contre-CEM de ligne est couramment utilisée dans la pratique de l’ingénierie : par le calcul en temps réel de la différence instantanée entre la contre-CEM des deux enroulements de phase sous tension, l’influence des fluctuations de tension de mode commun peut être efficacement éliminée, ce qui permet d’obtenir une capture plus précise du point de passage à zéro et une estimation de la position du rotor. La relation entre la contre-CEM de ligne et la CEM opposée est illustrée dans la formule, de sorte que la forme d’onde de la contre-CEM de ligne de l’enroulement du stator dans des conditions idéales est illustrée à la figure 4.1.

Figure 4.1 Formes d’onde de contre-CEM et de CEM opposées dans des conditions idéales

Les points de commutation et les points de passage par le zéro de la figure 4.1 correspondent aux étiquettes de la figure 2.6. Les points de passage à zéro de la ligne BLDCM sont Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 et Q6. Comme on peut le voir sur la Figure 4.1, le point de passage par le zéro de la ligne contre-CEM est égal au point de temps de commutation du moteur. Par conséquent, en détectant les six points de passage à zéro de la ligne triphasée back-EMF, le contrôle de commutation du BLDCM peut être réalisé.

Principe de contrôle SMO

Le contrôle en mode glissant (SMC), en tant que méthode de contrôle intelligente non linéaire émergente, présente la caractéristique d’une commutation discontinue des lois de contrôle. L’ajustement adaptatif est réalisé en reconstruisant dynamiquement la structure de contrôle du système : le système est composé de plusieurs sous-structures, chacune correspondant à un mode de fonctionnement spécifique. Le contrôleur commute différents modes de fonctionnement en temps réel en fonction de l’état actuel. Ce mécanisme de commutation permet essentiellement l’évolution dynamique de la structure du système en modifiant fréquemment la fonction de commande. Lorsque le système répond à des conditions spécifiques, ce mécanisme de commutation peut reconstruire la trajectoire d’état, forçant les variables du système à osciller de manière à haute fréquence et de faible amplitude le long d’une surface géométrique prédéfinie, appelée surface de glissement, formant un mode de glissement unique. Par rapport aux méthodes de contrôle traditionnelles, cette méthode ajuste dynamiquement la structure de contrôle tout en supprimant les vibrations, en équilibrant la vitesse de réponse du système et la précision en régime permanent. Son avantage réside dans le fait qu’il permet de rompre avec la dépendance à l’égard de modèles de système précis grâce à un mécanisme de commutation non linéaire, de maintenir la robustesse du contrôle dans des conditions de travail complexes, et il est particulièrement adapté aux systèmes fortement non linéaires avec des perturbations externes.

Dans la théorie du contrôle en mode glissant, la surface de commutation sert de limite de l’espace d’état, divisant l’ensemble du domaine d’état en deux régions complémentaires. La figure 4.2 montre intuitivement cette caractéristique de partitionnement dynamique, où la surface de commutation n’est pas seulement une ligne de démarcation mathématique, mais porte également des informations clés sur les transitions d’état du système. Lorsque la trajectoire se déplace à travers cette surface, trois points caractéristiques d’état typiques apparaissent : la trajectoire peut pénétrer directement la surface de commutation, telle que le point A ; il peut également être dispersé des deux côtés avec la surface de commutation comme référence, comme le point B ; ou il peut être attiré par une zone spécifique de la surface de commutation, formant une agrégation stable, telle que le point C.

Dans l’analyse dynamique de SMC, comme le montre la figure 4.2, lorsque la trajectoire passe à travers la surface de commutation, trois modèles de comportement typiques peuvent se produire : Du point de vue de l’analyse du mécanisme de contrôle, le point de pénétration régulier A et le point de départ B ne reflètent que le processus de transition d’état du système ; tandis que le point de terminaison C a une importance de contrôle importante et doit faire l’objet d’une analyse.

Lorsqu’il y a plusieurs terminaisons avec des caractéristiques similaires dans le système, ces points forment une région d’attraction dynamique, et le mouvement de trajectoire dans cette région a des caractéristiques de convergence significatives : tout point de mouvement approchant de cette région sera forcé dans cette région, formant un mode de glissement stable. Définissant la région spéciale formée par plusieurs points de terminaison comme la région du mode glissant, son existence permet au système d’obtenir un contrôle robuste du suivi de trajectoire en reconstruisant dynamiquement la surface de commutation.

Figure 4.2 Schéma caractéristique de trois points sur la surface de commutation Figure 4.3 Deux étages de mouvement du système SMC 

Dans le cadre de la théorie du contrôle en mode glissant, les caractéristiques dynamiques du système doivent répondre à de multiples contraintes pour obtenir l’effet de contrôle attendu. Tout d’abord, le mode glissant doit exister, de sorte que la trajectoire de l’état du système soit strictement contrainte dans la structure géométrique prédéfinie de la surface du mode glissant. Deuxièmement, le système doit répondre à la condition d’accessibilité pour s’assurer que toutes les trajectoires de mouvement convergent vers la surface de commutation préconçue dans un temps limité, ce qui est la contrainte fondamentale pour atteindre l’objectif de contrôle. Troisièmement, en construisant la condition de stabilité de Lyapunov, la stabilité asymptotique du mouvement en mode glissant est garantie, et la contrainte stable sur le processus dynamique du système est obtenue par la caractéristique définie négative de la fonction d’énergie. Quatrièmement, grâce à la contrainte globale des conditions ci-dessus, le système peut réaliser une double optimisation de la qualité de la réponse dynamique et de la précision du contrôle, formant une caractéristique de contrôle qui combine robustesse et rapidité.

Dans le contrôle en mode glissant, la sélection de la loi d’atteinte a un impact important sur les caractéristiques de réponse dynamique du système. En fonction des différences dans les caractéristiques dynamiques de l’objet de contrôle réel, diverses formes de lois de portée sont généralement utilisées pour optimiser l’effet de contrôle. Par exemple, la loi d’atteinte exponentielle réalise une convergence rapide grâce aux caractéristiques de décroissance exponentielle, mais peut être accompagnée de bavardage ; tandis que la loi d’atteinte de puissance permet un contrôle équilibré de la vitesse de convergence et de la précision à l’état stationnaire en ajustant l’indice de paramètre ; La loi d’atteinte adaptative améliore encore la capacité d’adaptation robuste du système aux perturbations variables dans le temps grâce à l’ajustement des paramètres en temps réel. Cette stratégie de conception différenciée permet au contrôleur en mode glissant de répondre de manière flexible aux exigences dynamiques des différents systèmes physiques, tout en optimisant les indicateurs de performance globaux et en garantissant la précision du contrôle.

Le contrôle du mode glissant construit une surface de commutation avec les caractéristiques dynamiques souhaitées, conduisant la trajectoire de l’état du système à s’approcher progressivement et finalement à se stabiliser sur cette surface géométrique à partir de la position initiale, formant une caractéristique unique de mouvement du mode coulissant. Ce mécanisme de contrôle permet d’atteindre la stabilité globale de l’état du système en un temps limité, et son processus de contrôle peut être divisé en deux étapes : lorsque la trajectoire est dans le segment AB, le système est dans l’étape du mode d’approche et les variables d’état s’approchent progressivement de la surface de glissement prédéfinie le long d’une trajectoire non linéaire ; lorsque la trajectoire atteint le segment BC, le système entre dans l’étape du mode glissant, et le mouvement d’état est strictement contraint dans la structure géométrique de la surface du mode glissant, et son processus de changement de caractéristique dynamique est illustré à la figure 4.2.

SMO, en tant que système d’estimation dynamique, construit un modèle d’estimation des variables d’état à l’aide de variables mesurables externes telles que les signaux d’entrée et de sortie, résolvant efficacement le problème selon lequel les capteurs traditionnels ne peuvent pas mesurer directement des paramètres tels que la vitesse du moteur, la position du rotor et la force électromotrice induite. Dans le domaine du contrôle moteur, cette technologie est devenue un outil important pour améliorer les performances de réponse dynamique du système.

Principe de fonctionnement du quasi-SMO

Dans les systèmes de commande de moteur, en raison des caractéristiques physiques des enroulements du stator et de l’effet de décalage inhérent aux dispositifs de commutation électronique de puissance, des phénomènes évidents d’inertie et de retard se produiront en fonctionnement réel. Ces caractéristiques dynamiques non idéales conduisent à un modèle de mouvement complexe de la trajectoire d’état du système près de la surface de glissement : dans l’étape du mode d’approche, le système ne peut pas atteindre complètement un mouvement de glissement idéal, mais forme une trajectoire en dents de scie près de la surface de commutation, accompagnée d’oscillations à cycle limite. Bien que ce phénomène de broutage ne puisse pas être complètement éliminé, l’amplitude de broutage peut toujours être efficacement supprimée en optimisant la conception de la surface en mode glissant et la configuration des paramètres de la loi de contrôle. Cependant, un broutage continu réduira non seulement considérablement la vitesse de réponse dynamique et la précision en régime permanent du système, mais entraînera également une perte d’énergie supplémentaire, voire une instabilité du système.

Afin de résoudre ce problème, les chercheurs ont proposé dans les années 1980 la théorie du contrôle en mode quasi-glissant, qui fournit une nouvelle solution pour la stabilité du système et l’optimisation des performances dynamiques en introduisant une fonction de saturation au lieu de la fonction de signe traditionnelle. Par rapport au problème de discontinuité de la fonction de signe, la fonction de saturation évite efficacement le broutage à haute fréquence dans le processus de commutation du système grâce à des caractéristiques non linéaires lisses, tout en maintenant des capacités d’estimation précise de l’état du système. Cette amélioration atténue non seulement les fluctuations drastiques des paramètres dans l’étape du mode d’atteinte de l’observateur traditionnel en mode glissant, mais renforce également la robustesse du système de contrôle, fournissant une base théorique et une voie de mise en œuvre technique pour le contrôle précis de processus industriels complexes.

L’expression de la fonction de saturation couramment utilisée est

Où : k est la constante de gain ; ±ε est la limite de la couche limite ; |ε| est une constante, représentant l’épaisseur de la couche limite.

Le schéma de coordonnées correspondant est illustré à la figure 4.4. Dans la stratégie SMC, le mécanisme de contrôle de la couche limite permet d’optimiser les performances de manière dynamique grâce à l’ajustement régional. Lorsque l’état du système est situé à l’extérieur de la couche limite, une méthode de contrôle par relais est utilisée pour faire se déplacer le système vers la surface de glissement ; Lorsque l’état entre dans la couche limite, passez en mode de contrôle linéaire pour supprimer les vibrations à haute fréquence. Cette méthode de contrôle garantit les performances dynamiques de l’étage d’approche et la convergence en douceur de la trajectoire dans l’étage stationnaire en ajustant les paramètres de gain de contrôle linéaire et d’épaisseur de la couche limite.

Figure 4.4 Fonction de saturation

Conception de Quasi-SMO

L’équation de tension de ligne triphasée du moteur est la suivante :

Dans la formule : uab est la tension de ligne ; iab est le courant de ligne.

La relation triphasée entre la ligne et la force électromotrice du moteur est la suivante :

La formule s’écrit sous forme matricielle comme suit :

Définissez iab dans la formule en tant que variable d’état, uab en tant qu’entrée système et eab en tant que sortie système. L’équation d’état du moteur peut être dérivée de la formule comme suit :

L’expression de la fonction de saturation f(x) utilisée dans la partie SMO de cet article est la suivante :

Simulink Simulation Modeling Analysis

Le modèle de simulation global du BLDCM quasi-SMO sans capteur est construit dans Simulink dans MATLAB, comme le montre la Figure 4.5. Parmi eux, la valeur initiale de la source contrôlée en courant continu est de 5 V et le tube de commutation de l’onduleur triphasé adopte l’IGBT, comme le montre la figure 3.14. Comme dans le chapitre précédent, le module de corps de moteur fourni avec Simulink, à savoir le module de moteur synchrone à aimants permanents (PMSM), est utilisé, et sa force électromotrice arrière configurée est remplacée par une onde trapézoïdale, qui est BLDCM. Les paramètres de son module sont définis comme suit : résistance du stator 2,875 Ω, inductance du stator 0,0085H, moment d’inertie 0,0008 kg.m2, coefficient d’amortissement 0N.m.s, nombre de paires de pôles du rotor 2, frottement statique 0 N.m. Définissez les variables du moteur dans l’interface Modélisation/Paramètres du modèle/Propriétés du modèle/Callbacks/InitFcn, comme illustré à la Figure 4.6.

Figure 4.5 Modèle de simulation global du BLDCM sans capteur quasi-SMO

Figure 4.6 Propriétés du modèle

Le module de sortie et d’acquisition du signal est illustré à la Figure 4.7.

Figure 4.7 Module de sortie et d’acquisition de signal

Le module d’observation des champs électromagnétiques arrière de l’OMM est illustré à la figure 4.8. La limite supérieure du réglage des paramètres du module de limite (Saturation) est 1 et la limite inférieure est -1. Le module de filtre passe-bas de SMO est illustré à la Figure 4.9. L’observation de la contre-CEM de la ligne SMO et les courbes de forme d’onde de la réplique réelle des phases B et C coïncident presque, ce qui indique que la conception de la SMO est correcte, comme le montre la Figure 4.10.

Figure 4.8 Module d’observation de la FOM arrière de l’OMS

Figure 4.9 Module de filtre passe-bas dans SMO

Figure 4.10 Observation de la contre-CEM de la ligne SMO et rétro-CEM de la ligne réelle des phases BC

Dans le système de commande de moteur à courant continu sans balais sans capteur, la surveillance en temps réel de la vitesse du moteur est la condition essentielle du réglage de la boucle de vitesse. Selon la relation entre la vitesse du moteur et la force électromotrice maximale de la ligne, la vitesse du rotor peut être obtenue :

Dans la formule : n est la vitesse du rotor du moteur, Em est la valeur maximale de la ligne contre-CEM et Ke est le coefficient de la contre-CEM.

La ligne back-EMF change périodiquement dans une forme d’onde trapézoïdale, et sa valeur maximale subit un saut tous les 60 degrés électriques, et chaque phase a une valeur maximale pendant la conduction. Utilisez le module ABS de Simulink pour convertir le signal contre-EMF d’origine en une valeur absolue afin d’éliminer les interférences de signe causées par la différence de phase ; Ensuite, le comparateur produit la valeur maximale ; enfin, la vitesse est calculée en divisant la valeur maximale par le double du coefficient de rétro-CEM. Le module de mesure de vitesse est illustré à la Figure 4.11. Afin de réduire les interférences de signal haute fréquence dans la mesure de la vitesse, le filtre passe-bas illustré à la Figure 4.11 est utilisé.

Figure 4.11 Module de mesure de la vitesse Figure 4.12 Module de filtre passe-bas        

Comme dans le chapitre précédent, le module de régulation de vitesse utilise la méthode de séparation intégrale et la limitation intégrale pour limiter l’amplitude cumulative du terme intégral et réduire l’impact du dépassement intégral. Comme le montre la figure 4.13. Le régulateur de courant est illustré à la Figure 4.14, où le coefficient proportionnel est fixé à 5, le coefficient intégral est 1 et la limite supérieure de sortie est limitée à 1 et la limite inférieure est -1.

Figure 4.13 Module régulateur de vitesse

Figure 4.14 Module régulateur de courant

Le module logique de commutation est illustré à la Figure 4.15. Étant donné que la bobine du rotor BLDCM est connectée en Y, la ligne de rotor arrière-CEM mène la CEM opposée de 30°, et parce que le point de passage à zéro de la CEM opposée précède le point de changement de pas du signal Hall de 30°, elle mène d’un total de 60°, il est donc nécessaire de retarder la commutation d’un battement. Cette fonction est écrite dans le module Function de MATLAB, et le code est illustré à la Figure 4.16, qui réalise le retard du battement de commutation de un cinq quatre six deux trois à trois un cinq quatre six deux, comme le montre la Figure 4.16.

Fig. 4.15 Module logique de commutation

Fig. 4.16 Code de la fonction MATLAB Fig. 4.17 Diagramme du retard de la fonction MATLAB    

Comme dans le chapitre précédent, la commande HPWM_LON illustrée à la Fig. 3.2 (c) est adoptée, et le module de commande PWM est illustré à la Fig. 4.18. Le module de séquence répétitive est utilisé pour générer une onde porteuse triangulaire de 10 kHz, avec des valeurs de temps définies sur [0 1/20000 2/20000] et des valeurs de sortie définies sur [0 1 0].

Fig. 4.18 Module de commande PWM

Analyse des résultats de simulation

Le couple électromagnétique réel et les formes d’onde de couple électromagnétique souhaitées sont illustrés à la Fig. 4.19. Selon les résultats de la simulation, lorsque le couple électromagnétique souhaité change brusquement, le couple électromagnétique réel peut également suivre le changement. Cependant, en raison de l’utilisation de la commutation en six étapes, il y a une pulsation évidente.

Fig. 4.19 Couple électromagnétique réel et formes d’onde de couple électromagnétique souhaitées

La forme d’onde de la vitesse globale est illustrée à la Fig. 4.20. Selon les résultats de la simulation, lorsque la vitesse souhaitée augmente soudainement (0,4 s) ou diminue (0,7 s), la vitesse de sortie peut être suivie efficacement en peu de temps, et elle peut également maintenir rapidement la vitesse lorsque la charge augmente soudainement (0,15 s et 0,5 s) ou diminue (0,85 s). Comme le montre la forme d’onde de vitesse locale de la Fig. 4.21, l’erreur de vitesse est concentrée entre -2,5 tr/min et +5 tr/min. La forme d’onde de la vitesse de démarrage est illustrée à la Fig. 4.21. Un démarrage en trois étapes est adopté : pré-positionnement du rotor de 0 à 0,01 s, positionnement secondaire de 0,01 s à 0,02 s, passage à l’accélération haute tension et début de l’utilisation du contrôle PWM à partir de 0,02 s, et la vitesse oscille légèrement autour de la vitesse donnée à partir de 0,03 s, complétant le démarrage du moteur.

Si la vitesse souhaitée est modifiée à 1600 tr/min, la forme d’onde de vitesse est illustrée à la Fig. 4.23. Selon les résultats de la simulation, la vitesse est stable, mais la fluctuation de vitesse augmente, et l’erreur de vitesse est concentrée entre -10 tr/min et +15 tr/min.

Fig. 4.20 Forme d’onde de vitesse globale

Fig. 4.21 Forme d’onde de vitesse locale Fig. 4.22 Forme d’onde de démarrage de vitesse          

Fig. 4.23 Forme d’onde de vitesse avec vitesse initiale donnée de 1600 tr/min

Le courant de phase A du stator BLDCM est illustré à la Fig. 4.24. Les formes d’onde de courant triphasé sont similaires, les trois phases ABC étant en retard de 120° en séquence, et oscillant toutes autour de 0. L’amplitude de changement de courant est positivement corrélée avec le couple de charge.

Fig. 4.24 Forme d’onde du courant de phase A du stator

Résumé du chapitre

Ce chapitre présente d’abord le principe de détection du passage à zéro de la force électromotrice arrière pour l’estimation de la position, puis introduit le principe de contrôle SMO, puis modélise et analyse le principe de contrôle quasi-SMO à l’aide d’une fonction par morceaux pour remplacer la fonction de signe dans Simulink de MATLAB, en analysant principalement le couple de charge, la vitesse du rotor et le courant de phase du stator pour vérifier la précision de la théorie.

Conclusion

Cet article prend le système de contrôle sans capteur du moteur à courant continu sans balais comme objet de recherche, et analyse systématiquement le principe de base, la méthode de mise en œuvre et la stratégie d’optimisation des performances de la technologie de contrôle sans capteur par dérivation théorique et vérification de simulation.

Visant à relever le défi de l’estimation de la position du rotor dans le contrôle sans capteur d’un moteur à courant continu sans balais, cet article examine en profondeur deux méthodes courantes basées sur la détection du passage à zéro par champ électromagnétique arrière et l’observation par champ électromagnétique en retour. En analysant les avantages et les inconvénients de technologies telles que la méthode de la troisième CEM de retour harmonique, la méthode de discrimination d’état de diode en roue libre et la SMO, une stratégie de contrôle quasi-SMO est proposée, qui utilise une fonction de saturation au lieu de la fonction de signe traditionnelle pour supprimer efficacement le bavardage à haute fréquence de l’observateur en mode glissant et améliorer la précision de l’estimation de la position et la stabilité du système. Dans la stratégie de démarrage en trois étapes, la combinaison du prépositionnement du rotor, de l’accélération en boucle ouverte et du fonctionnement synchrone est utilisée pour résoudre la difficulté de démarrage causée par le faible signal CEM retour dans des conditions de basse vitesse et de vitesse nulle, et la fiabilité et la capacité de réponse dynamique de la stratégie sont vérifiées par simulation.

Bien que cette étude ait donné certains résultats, il reste encore de nombreux défis à relever dans l’application pratique de la technologie de contrôle non inductif BLDCM, qui peuvent être explorés plus avant dans les directions suivantes à l’avenir :

(1) Optimisation des algorithmes et intégration intelligente : L’observateur existant est sensible aux paramètres moteurs, et les recherches futures peuvent combiner des algorithmes de contrôle adaptatif ou d’apprentissage profond pour réaliser l’identification des paramètres en ligne et la compensation dynamique, afin d’améliorer la robustesse du modèle. Explorez l’application de l’intelligence artificielle telle que le contrôle prédictif des réseaux neuronaux dans l’optimisation logique de commutation pour faire face aux interférences non linéaires et aux conditions de travail variables.

(2) Amélioration de la mise en œuvre du matériel et de la capacité anti-interférence : Les modèles de simulation existants ne prennent pas pleinement en compte les facteurs non idéaux tels que l’effet de zone morte de l’onduleur et la dérive de température. Des circuits de filtrage plus efficaces et des mécanismes de correction d’erreurs en temps réel doivent être intégrés dans la conception du matériel. Développer des puces d’acquisition et de traitement de signaux de faible consommation et de haute précision pour résoudre le problème de détection des signaux EMF faibles à basse vitesse.

(3) Expansion d’applications multi-scénarios : En réponse aux besoins des moteurs à courant continu sans balais à grande vitesse, à ultra-haute vitesse et miniaturisés, de nouvelles dispositions de pôles et de nouvelles topologies d’enroulement sont étudiées pour réduire davantage l’ondulation du couple. Explorez la popularisation et l’application du contrôle sans capteur dans de nouveaux domaines énergétiques tels que la propulsion des véhicules électriques et la production d’énergie éolienne, et combinez la technologie de rétroaction énergétique pour améliorer l’efficacité énergétique du système.

Références

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Merci

Lorsque j’ai terminé ce mémoire de fin d’études, j’ai repensé à mes quatre années d’études et de vie à l’université, et j’ai été rempli d’émotion.

Tout d’abord, je tiens à exprimer ma plus profonde gratitude à mon estimé superviseur, le professeur Li Zicheng. Tout au long du processus de sélection du sujet, de recherche et de rédaction, le tuteur a donné des conseils et une aide détaillés. Quelles que soient les difficultés et les questions que je rencontrais dans mes recherches, il répondait patiemment à mes questions, me guidait pour élargir ma réflexion et m’aidait à trouver des solutions. Son dévouement à la recherche universitaire et son dévouement désintéressé envers ses étudiants me motivent à continuer d’avancer et jettent des bases solides pour mes études et mon travail futurs.

En même temps, je tiens à remercier tous les enseignants qui m’ont enseigné dans la majeure en génie électrique. Au cours des quatre dernières années, grâce à vos excellents cours, vous m’avez conduit dans le vaste domaine de l’électronique de puissance et des entraînements électriques, ce qui m’a permis d’acquérir systématiquement des connaissances professionnelles et de cultiver mon intérêt et mon enthousiasme pour la recherche universitaire. J’ai grandement bénéficié de votre style d’enseignement rigoureux et de vos connaissances professionnelles approfondies, qui m’ont fourni un solide soutien théorique pour faire face à des problèmes académiques complexes.

De plus, je tiens à remercier l’école de m’avoir fourni un bon environnement d’apprentissage et des ressources académiques riches. L’abondante collection de livres et les ressources de base de données avancées de la bibliothèque de l’école ont grandement facilité la rédaction de ma thèse. Les différentes conférences académiques et les activités d’échange organisées par l’école ont élargi mes horizons académiques et m’ont permis de me tenir au courant des dernières évolutions dans mon domaine.

De plus, je tiens à remercier mes camarades de classe. Dans les études et dans la vie, qu’il s’agisse des colocataires Zhang Rui, Zhang Jiangchi, Zhang Mingjing qui s’entraident, ou de bons amis Liu Jin, Liu Chenyang, Wang Jingyang, Wang Ze, Dai Yahuan, Liao Qiaoqiao et Wei Jia et d’autres qui progressent ensemble, nous discutons des problèmes ensemble, partageons des informations, nous nous encourageons mutuellement et nous nous soutenons mutuellementLes jours de travail ensemble seront un souvenir inoubliable de ma vie universitaire. Merci de m’avoir donné un coup de main lorsque j’avais des difficultés et de m’avoir donné des conseils lorsque j’étais confuse, ce qui a rendu ma vie universitaire plus colorée.

Enfin, je voudrais remercier ma famille, qui m’attend depuis 20 ans pour construire le port le plus chaud pour la croissance, et cet amour sans mots est un cadeau précieux qui ne peut être quantifié par aucune donnée.

L’obtention du diplôme est la fin d’un voyage et le début d’un nouveau voyage. Ces compagnons apparemment ordinaires se sont depuis longtemps transformés en étoiles qui éclairent la voie à suivre, me guidant pour continuer à avancer dans l’océan des universitaires. Encore une fois, je tiens à exprimer mes sincères remerciements à tous ceux qui se soucient de moi et qui m’aiment !